本文介绍了一种依据电压前馈型操控芯片 LM25037 的车载逆变器规划计划，论述了电路的根本结构、操控计划。因为整流输出无滤波电感，选用变压器参加恰当的气隙以下降电流峰值，一起规划了RCD 缓冲电路，完成了开关管的零电压注册，进步了体系功率。并制作了试验样机进行了验证，完成了+12VDC 输入，220V/50Hz AC 输出。
1. 导言
跟着轿车的日渐遍及，一些220V/50Hz AC 作为输入的电器设备，不能直接用在以12VDC 蓄电池供电的轿车上，这样就大大约束了这些电器的运用规模，给人们的日子带了许多的不方便。因而，开发一款经济实用车载逆变电源成为一种需求。车载电源作为各种电子产品的供电设备，其质量的好坏极大地影响着电子设备的牢靠性，其转化功率的凹凸和带负载才能的强弱直接关系着它的运用规模。现在车载逆变器一般选用DC/DC 高频升压部分和DC/AC 逆变两级操控，其间DC/AC 逆变有SPWM 逆变和方波逆变两种。前者输出电压低次谐波含量少，输出滤波器体积小，可是操控杂乱，整机功率较低；后者输出电压低次谐波含量高，输出滤波器体积较大，操控简略牢靠，功率较高。
本文介绍了一种依据操控芯片 LM25037 的车载逆变器的规划。其主要参数如下：
输入电压：9.6~16.2VDC
输出电压：220V（±5V）50Hz（±0.5%）AC
输出功率：150W
2.电路的根本结构
本逆变电源输入端为蓄电池（+12V,容量90A·h），输出端为工频方波电压（50Hz,220V）。其结构框图如图1 所示。现在，构成DC/AC 逆变的新技术许多，可是考虑到操控的杂乱性、本钱以及牢靠性，本电源依然选用典型的二级改换，即DC/DC改换和DC/AC 逆变。首先由DC/DC 改换将DC12V 电压逆变为高频方波，经高频变压器升压，再整流滤波得到一个安稳的约310V直流电压；然后再由DC/AC改换以方波逆变的办法，将安稳的直流电压逆变成有效值稍大于220V的方波电压；再经LC工频滤波得到有效值为220V的50Hz 沟通电压，以驱动负载。
图 1 体系结构示意图
3.电路规划
3.1 DC/DC 改换器规划
因为变压器原边电压较低，为了进步变压器的利用率选用推挽电路，中心抽头接蓄电池，两端接Q1,Q2开关管替换作业，进步体系的转化功率。推挽电路运用较少的开关器材，减小变压器体积，进步了输出功率。
3.1.1 操控芯片介绍
DC/DC 改换器选用的是美国国家半导体公司（NSC）针对车载便携式电源系开发的16 脚的操控芯片LM25037,该芯片具有一下几个方面的特色：选用电压形式操控；内部集成了75V 的发动偏置调节器；产生前馈的PWM 锯齿波；具有迟滞特性的可编程欠压维护功用；带有延时的守时器两层形式的过流维护功用及维护后守时重启且重启时刻由用户设定；可编程的最大占空比和软发动；内部集成了高精度的差错放大器和过流比较器，具有外同步等功用；两路替换输出的驱动信号，适合于推挽、全桥和半桥等拓扑结构中。芯片的内部结构如图2 所示。
图 2 LM25037 的内部结构图
3.1.2 DC/DC 电路规划
选用LM25027操控的推挽电路原理图如图3所示，其作业原理如下：当芯片VIN 端加上正向偏置的电压在5~75V 规模内，芯片内部的电压参阅基准树立，一起Vin 对电容C3充电，在每个开关周期结束时内部的MOS 管导通，C3放电，RAMP 脚的电压为斜率与输入电压成正比的锯齿波。内部的1uA 电流源开端以对SS 脚接的电容C10充电，当SS 脚电压到达1V,当UVLO 脚经R4、R5分压后电压高于1.25V,输出占空比由小开端增大，充电电流变为100uA 直到SS 脚电压到达5V.在每个开关周期开端有PWM 输出高，当C3上的电压到达给定电压，PWM 输出低电平。内部或非门操控逻辑OUTA和OUTB 替换输出。R6可以设定振动器作业的频率，R7可以设定死区时刻。在电路作业期间实时检测主电路上的电流，当采样电阻上的电压超越0.25V,输出脉冲封闭。一起内部20uA 的电流源对RES 脚上的电容C9充电，当C9上的电压到达2V,C9和C10放电 ,SS 端开端软发动。守时重启的时刻由C9的巨细设定。
依据芯片数据手册设定开关频率为f=51K,死区时刻为250ns,取R6=62KW ,R7=3KW .
过流维护后重启时刻设定如图4 所示。
图 3 推挽电路原理图
图 4 守时重启时序图。
取C8=100pF C10=100nF,则Tres约为10.4ms.
其间 U1=1V,U2=5V .
前馈电压信号是通过外部的RC 网络在每个开关周期输入电压对C 充电，在开关周期末通过芯片内部的MOSFEET 对C 放电得到与输入电压成正比的锯齿波如图5 所示。
图 5 电压前馈网络。
取 C3=100pF,R3=200KW ,其间Tdischarge<50nS, Tsw为振动周期，VRAMP为斜坡电压峰值，Vin 为输入电压。
3.2 变压器规划
在 CCM 形式下变压器的匝比主要由输入电压，输出电压及占空比决议。输入电压最小为Vin=9.6V,为了避免直通，占空比的最大值Dmax=0.45,输出电压Vo=310V,则匝比为：
在相同的输入输出条件下，DCM 形式下，输入输出电压之比并非与占空比成正比，满载时实践作业占空比比设定值小。为了进步变流器功率，实践选取匝比为n=32.
选用AP 法预算变压器磁芯：
Po为输出功率；f 为开关频率；Bmax变压器作业最大磁感应强度。
选取铁氧体EE33 磁芯 AP=1.57㎝ 4 Ae=1.23㎝ 2Aw=1.27㎝ 2.
原边匝数为：
实践取原边为3 匝，副边为96 匝。
变压器绕制时参加了气隙，一方面为了推迟推挽电路磁通饱满，别的一方面因为整流输出没有滤波电感，实践作业进程利用了变压器的漏感，避免开关管导通时电流峰值过大。可是参加气隙后变压器的漏感增大又会增大电压尖峰，故需求参加缓冲电路吸收电压尖峰。
3.3 RCD 箝位电路规划
为了减小关断电压尖峰，选用接电源正极的RCD箝位电路，如图6所示。在VT1 关断时，D1 导通，漏感上的能量转移到C1 上，C1 充电推迟了集电极电压的上升。R1、D1 接入Vdc 的优点是是C1 上的最大电压仅为Vdc,而不是R1、D1 接地时的2Vdc,C1 上的电压应力减小。
图 6 RCD 缓冲电路。
缓冲电路作业进程剖析：
作业形式Ⅰ：如图7 所示，当VT1 关断时，漏感Ld1的电压反向，D1 导通，对电容C1 充电，变压器N1上感应的电压极性为上正下负开端上升，一起变压器的N2 绕组上感应出与N1 巨细持平的电压，漏感上的部分能量转移到C2 上，C2 上的电压由上负下正通过变压器N2 和R2 充电后变为上正下负。
图 7 作业形式Ⅰ。
作业形式Ⅱ：如图8 所示，当漏感上的能量释放完后，励磁电感上的能量继续对C1 充电，变压器N1和N2 上的电压也相应升高，所以VT1 的DS 端上电压升高，VT2 DS 端电压下降。
图 8 作业形式Ⅱ。
作业形式Ⅲ：如图9 所示，当励磁电感比较大时，%&&&&&%C1 上的电压充到上正下负的电源电压时，副边整流二极管导通，VT1、VT2 漏源电压别离被箝位在2Vdc和0,故开关管可以完成零电压注册。
图 9 作业形式Ⅲ。
缓冲电路的仿真波形如图10 所示，可以看出缓冲电路可以完成零电压注册。
图10 缓冲电路仿真波形。
4.试验波形
以下试验波形是在Vin=12V 满载时测得。满载时开关管驱动波形及DS端的波形别离如如图11和图12所示，直流母线电压及纹波如图13 和图14 所示，图15 为逆变器输出波形，可以看出各项功能指标均能满意。
图 11 满载时开关管驱动波形。
图12 满载时开关管 DS 端电压波形。
图13 直流母线电压波形。
图14 直流母线纹波电压。
图15 变压器原边电流波形。
图16 逆变器输出电压波形。
5.结束语
本文提出了一种依据 LM25037 的车载逆变器规划办法，该逆变电源选用集成芯片操控，具有以下几个方面的特色：①选用前馈操控，较常用的电压操控形式动态响应速度要快；②芯片内部的维护功用使外围的电路简略；③逆变电路操控简略，功能安稳，本钱较低。参加RCD 缓冲电路后，开关管零电压注册，体系功率进步。经试验样机验证该车载逆变器作业安稳牢靠，可以继续输出150W.
