DC/DC转换器传导EMI-第2部分，噪声传达和滤波

简介

高开关频率是在电源转化技能发展过程中促进尺度减小的首要因素。为了契合相关法规，一般需求选用电磁搅扰 (EMI) 滤波器，而该滤波器一般在体系整体尺度和体积中占有很大一部分，因而了解高频转化器的 EMI 特性至关重要。

在本系列文章的第 2 部分，您将了解差模 (DM) 和共模 (CM) 传导发射噪声重量的噪声源和传达途径，然后深化了解 DC/DC 转化器的传导 EMI 特性。本部分将介绍怎么从总噪声丈量成果中别离出 DM/CM 噪声，并将以升压转化器为例，要点介绍适用于轿车运用的首要 CM 噪声传导途径。

DM 和 CM 传导搅扰

DM 和 CM 信号代表两种方式的传导发射。DM 电流一般称为对称方式信号或横向信号，而CM电流一般称为非对称方式信号或纵向信号。图 1 显现了同步降压和升压DC/DC拓扑中的DM和CM电流途径。Y电容C_Y1 和C_Y2 别离从正负电源线衔接到GND，轻松形成了完好的CM电流传达途径 ^[1]。

图 1：同步降压 (a) 和升压 (b) 转化器 DM 和 CM 传导噪声途径。

DM 传导噪声

DM 噪声电流 (I_DM) 由转化器固有开关动作发生，并在正负电源线 L1 和 L2 中以相反方向活动。DM 传导发射为“电流驱动型”，与开关电流 (di/dt)、磁场和低阻抗相关。DM 噪声一般在较小的回路区域活动，回来途径关闭且紧凑。

例如，在接连导通方式 (CCM) 下，降压转化器会发生一种梯形电流，且这种电流中谐波比较多。这些谐波在电源线上会表现为噪声。降压转化器的输入电容（图 1 中的 C_IN）有助于滤除这些高阶电流谐波，但由于电容的非抱负寄生特性（等效串联电感 (ESL) 和等效串联电阻 (ESR)），有些谐波难免会以 DM 噪声方式出现在电源电流中，即便在添加有用的 EMI 输入滤波器级之后也杯水车薪。

CM 传导噪声

另一方面，CM 噪声电流 (I_CM) 会流入接地 GND 线并经过 L1 和 L2 电源线回来。CM 传导发射为“电压驱动型”，与高转化率电压 (dv/dt)、电场和高阻抗相关。在非阻隔式 DC/DC 开关转化器中，由于 SW 节点处的 dv/dt 较高，发生了 CM 噪声，然后导致发生位移电流。该电流经过与 MOSFET 外壳、散热器和 SW 节点走线相关的寄生电容耦合到 GND 体系。与转化器输入或输出端的接线较长相关的耦合电容也或许构成 CM 噪声途径。

图 1 中的 CM 电流经过输入 EMI 滤波器的 Y 电容（CY1 和 CY2）回来。另一条回来途径为，经过 LISN 设备（在本系列文章的第 1 部分中讨论过）的 50Ω 丈量阻抗回来，这显然是不合需求的。虽然 CM 电流的幅值远小于 DM 电流，但相对来说更难以处理，由于它一般在较大的传导回路区域活动，好像天线一般，或许添加辐射 EMI。

图 2 显现了 Fly-Buck（阻隔式降压）转化器的 DM 和 CM 传导途径。CM 电流经过变压器 T₁ 的集总绕组间电容（图 2 中的 C_PS）流到二次侧，并经过接地 GND 衔接回来。图 2 还显现了 CM 传达的简化等效电路。

图 2：Fly-Buck 阻隔式转化器 DM 和 CM 传导噪声传达途径 (a)；CM 等效电路 (b)。

在实践的转化器中，以下元件寄生效应均会影响电压和电流波形以及 CM 噪声：

• MOSFET 输出电容 (C_OSS)。

• 整流二极管结电容 (C_D)。

• 主电感绕组的等效并联电容 (EPC)。

• 输入和输出电容的等效串联电感 (ESL)。

相关内容，我将在第 3 部分中进一步具体介绍。

噪声源和传达途径

正如第 1 部分所述，丈量 DC/DC 转化器传导发射（关于 CISPR 32 规范，规则带宽规模为 150kHz 至 30MHz；关于 CISPR 25 规范，则规则频率规模为更宽的 150kHz 至 108MHz）时，丈量的是每条电源线上 50Ω LISN 电阻两头相关于接地 GND 的总噪声电压或“非对称”搅扰 ^[1]。

图 3 显现了 EMI 噪声的发生、传达和丈量模型 ^[1]。噪声源电压用 VN 表明，噪声源和传达途径阻抗别离用 ZS 和 ZP 表明。LISN 和 EMI 接收器的高频等效电路仅为两个 50Ω 电阻。图 3 还显现了相应的 DM 和 CM 噪声电压 V_DM 和 V_CM，它们由两条电源线的总噪声电压 V₁ 和 V₂ 核算得出。DM（或“对称”）电压重量界说为 V₁ 和 V₂ 矢量差的一半；而 CM（或“非对称”）电压重量界说为 V₁ 和 V₂ 矢量和的一半 ^[2]。请注意，本文供给的 V_DM 通用界说与 CISPR 16 规范规则的值比较，或许存在 6dB 的误差。

图 3：传导 EMI 发射模型，其间显现了噪声源电压、噪声传达途径和 LISN 等效电路。

CM 噪声源阻抗首要是容性阻抗，而且 Z_CM 随频率的增大而减小。而 DM 噪声源阻抗一般为阻性和理性阻抗，而且 Z_DM 随频率的增大而增大。

要下降传导噪声水平，保证噪声源自身发生较少的噪声是其间的一种办法。关于噪声传达途径，能够经过滤波或其他办法调整阻抗，然后减小相应的电流。例如，要下降降压或升压转化器中的 CM 噪声，需求下降 SW 节点 dv/dt（噪声源）、经过减小接地寄生电容来增大阻抗、或许运用 Y 电容和/或 CM 扼流器进行滤波。本系列文章的第 4 部分将具体介绍 EMI 按捺技能分类。

DM 和 CM EMI 滤波

无源 EMI 滤波是最常用的 EMI 噪声按捺办法。望文生义，这类滤波器仅选用无源元件。将这类滤波器规划用于电力电子设备时特别具有挑战性，由于滤波器端接的噪声源（开关转化器）和负载（电线线）阻抗是不断改变的 ^{[2] [3]}。

图 4a 显现了传统的型 EMI 输入滤波器，以及整流和瞬态电压钳位功用（为直流/沟通输入供电的 DC/DC 转化器供给 EMC 维护）。此外，图 4 还包含本系列文章第 1 部分中的 LISN 高频等效电路。

图 4：传统的 EMC 输入滤波器 (a)，包含 DM 等效电路 (b) 和 CM 等效电路 (c)。

典型 EMI 滤波器的两个 CM 绕组彼此耦合，这两个绕组的 CM 电感别离为 L_CM1 和 L_CM2。DM 电感 L_DM1和 L_DM2别离是两个耦合的 CM 绕组的漏电感，而且还或许包含分立的 DM 电感。C_X1和 C_X2为 DM 滤波器电容，而C_Y1和C_Y2为 CM 滤波器电容。

经过将 EMI 滤波器去耦为 DM 等效电路和 CM 等效电路，可简化其规划。然后，能够别离剖析滤波器的 DM 和 CM 衰减。去耦根据这样的假定，即 EMI 滤波器具有完美对称的电路结构。在完成的对称滤波器中，假定 L_CM1 = L_CM2= L_CM，C_Y1 = C_Y2 = C_Y，L_DM1 = L_DM2 = L_DM，而且印刷电路板 (PCB) 布局也完美对称。DM 等效电路和 CM 等效电路别离如图 4b 和图 4c 所示 ^[4]。

可是，严格来说，实践情况下并不存在完美对称，因而 DM 和 CM 滤波器并不能完全去耦。而结构不对称或许导致 DM 噪声改变成 CM 噪声，或许 CM 噪声改变成 DM 噪声。一般，与转化器噪声源和 EMI 滤波器参数相关的不平衡性或许导致这种方式改变 ^[5]。

DM 和 CM 噪声别离

传导 EMI 的初始丈量成果一般显现 EMI 滤波器衰减缺乏。为了取得恰当的 EMI 滤波器规划，有必要独立研讨待测设备 (EUT) 发生的传导发射的 DM 和 CM 噪声电压重量。

将 DM 和 CM 分隔处理有助于确认相关 EMI 源并对其进行毛病扫除，然后简化 EMI 滤波器规划流程。正如我在上一部分着重的那样，EMI 滤波器选用了天壤之别的滤波器元件来按捺 DM 和 CM 发射。在这种情况下，一种常见的确诊查看办法是将传导噪声别离为 DM 噪声电压和 CM 噪声电压。

图5 显现了无源和有源两种完成方式的 DM/CM 别离器电路，该电路有助于直接一起丈量 DM 和 CM 发射。图 5a 中的无源别离器电路^[4] 运用宽带 RF 变压器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 掩盖的频率规模内完成可接受的别离成果，其间 T₁ 和 T₂ 的特征阻抗 (Z_O) 别离为 50Ω 和 100Ω。将一个 50Ω 的电阻与 DM 输出端口的频谱剖析仪的输入阻抗串联，完成图 3 中供给的 V_DM 表达式的“除 2”功用。

图5：完成的用于别离 DM/CM 噪声的无源 (a) 和有源 (b) 电路。

图 5b 展现的是运用低噪声、高带宽运算放大器的有源别离器电路 ^[6]。U₁ 和 U₂完成了 LISN 输出的抱负输入阻抗矩阵，而 U₃ 和 U₄ 别离供给 CM 和 DM 电压。L_CM 是一个 CM 线路滤波器（例如 Würth Elektronik 744222），坐落差分放大器 U₄ 的输入端，用于增大 DM 成果的 CM 按捺比（共模按捺比)最大极限地削减 CM/DM 交叉耦合。

实践电路示例 – 轿车同步升压转化器

考虑图 6 中所示的同步升压转化器。该电路在轿车运用中很常见，一般作为预升压稳压器在冷启动或瞬态欠压条件下坚持电池电压供给 ^[7]。

图 6：轿车同步升压转化器（选用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 测验）。

在车辆底盘接地端直接衔接一个 MOSFET 散热器，能够进步转化器的热功能和可靠性，但共模 EMI 功能会受到影响。图 6 所示的原理图中，包含升压转化器以及 CISPR 25 主张选用的两个 LISN 电路（别离衔接在 L1 和 L2 输入线上）。

考虑到升压转化器的 CM 噪声传达途径，图 7 将 MOSFET Q₁ 和 Q₂ 替换为等效的沟通电压流和电流源 ^[8]。图 7 中，还出现了与升压电感 L_F、输入电容 C_IN 和输出电容 C_OUT 相关的寄生重量部分。特别是 C_RL-GND，它是负载电路与底盘 GND 之间的寄生电容，包含长负载线和布线以及下流负载装备（例如，二次侧输出衔接究竟盘接地的阻隔式转化器，或许用大型金属外壳固定究竟盘上的电机驱动体系）所发生的寄生电容。

图 7：具有 LISN 的同步升压拓扑的高频等效电路。只要在 LISN 中活动的 CM 电流途径与 CM 发射丈量相关。

漏源开关（SW 节点）电压的上升沿和下降沿代表首要的 CM 噪声源。C_P1 和 C_P2 别离代表 SW 与底盘之间以及 SW 与散热器之间的有用寄生电容。图 8 显现了 SW 节点电容（电场）耦合为首要 CM 传达途径时简化的 CM 噪声等效电路。

图 8：连有 LISN 的同步升压电路及其简化 CM 等效电路。

总结

关于电力电子工程师而言，了解各种电源级拓扑中 DM 和 CM 电流的相关传达途径（包含与高 dv/dt 和 di/dt 开关相关的电容（电场）和电感（磁场）耦合）非常重要。在 EMI 测验过程中，将 DM 和 CM 发射分隔处理有助于对相关 EMI 源进行毛病扫除，然后简化 EMI 滤波器规划流程。

在行将宣布的本系列文章第三部分中，将全面介绍影响转化器开关功能和 EMI 信号的电路元件寄生部分。