作为电源工程师，咱们能够回忆起第一次接触到抱负化的降压和升压功率级的场景。还记得电压和电流波形是多么的美丽和简略(图1)，以及均匀电流的核算是多么地轻松，而且确认与输入和输出相关的传递函数也垂手可得?
图1：抱负化的降压与升压功率级：这些图看起来真是太棒了!
当咱们关于用实践组件来完成转换器有愈加深化的了解时，这个波形变得复杂了许多。不断困扰开关转换器的一个特别显着的非抱负状况便是同步降压或升压转换器内所运用的MOSFET体二极管的反向康复。氮化镓—GaN器材不会表现出反向康复特性，并因而避免了损耗和其它相关问题。凭借于我的LMG5200和一个差不多的根据硅FET的TPS40170EVM-597，我将开端在24V至5V/4A电源转换器中丈量反向康复。
反向康复—到底是个啥东西?
一个二极管中的反向康复便是当反向电压被施加到端子上时流经二极管的反向电流(过错方向!)(请见图2)。二极管中有贮存的电荷，这些电荷必须在二极管能够阻断反向电压前重新组合。这个重新组合是温度、正向电流、Ifwd、电流的di/dt，以及其它因数的函数。
图2：反向康复电流波形
康复的电荷，Qrr，被分为两个重量：康复之前的Qa和康复之后的Qb—二极管在此刻开端支撑反向电压—请见图3。你或许见过Qb与Qa相同的软康复，这样的话，di/dt比较慢，或许说，你见过Qb很小，而di/dt很高的“活泼”二极管。当di/dt很高时(由二极管剧变引起)，桥式功率环路中寄生电感的呼应办法是把它们贮存的电能倾倒到寄生节点电容中;电压振铃会因为二阶呼应而呈现。这也是将输入功率级旁路电容器放置在输入级邻近的原因。因为环路中用于快速康复的电感较少，由寄生电容导致电压振铃的电能较少。
图3：已康复的电荷
我用惯例的办法来核算反向康复损耗：我运用的是数据表中的Qrr额定值，并将其乘以频率和输入电压(假如是降压转换器)或输出电压(假如是升压转换器)。二极管或MOSFET数据表一般指定一个反向康复时刻和一个反向康复电荷。例如，CSD18563Q5A指定了一个49ns的反向康复时刻，trr，以及一个63nC的Qrr。方程式1核算在一个300kHz，24V->5V降压转换器中，由Qrr所导致的损耗一阶预算值：
Qrr损耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW (1)
请留意!Qrr一般是25°C温度下，针对特定Ifwd和di/dt的额定值。实践Qrr会在结温上升时，比如说125°C时加倍(或许更多)。di/dt和初始电流都会有影响(更高或更低)。关于活泼型二极管，这个功率的大部分在上部开关内被耗散。关于软康复二极管，这个功率在上部开关和体二极管之间别离开来。假如di/dt和Ifwd条件与我的运用相相似，我将25°C温度下损耗的2倍作为与康复相关损耗的预算值。
那么，你计划拿这些损耗怎么办呢?实践电路中，由反向康复导致的实在峰值电流是多少?你或许尝试用一个SPICE东西来仿真康复，不过我还未在SPICE社区内发现比较好的针对二极管康复的模型。图4显现的是一个TINA-TI? 仿真的成果;我用咱们的24V/5V降压转换器的TPS40170产品文件夹对这个仿真进行了修正，然后显现出顶部开关内的开关节点电压 (SW) 和电流(负载电流加上反向康复电流，以及用一个10mΩ分流电阻器感测到的开关节点电容电流)。
图4：TINA-TI 仿真：TPS540170
留意到大约5A的峰值纹波电路，以及5A峰值反向康复电流加上开关节点电容充电电流。我运转了这个仿真，而且将温度从27°C添加至125°C—峰值康复电流没有添加—而且看起来如同SPICE没有对这个康复进行正确建模。
接下来咱们来看一看在一个实在电路中丈量反向康复的办法。
丈量一个同步降压转换器中的反向康复不太简略。电流探头太大，而且会大幅添加功率级环路中的电感。而且电流探头的带宽也不行。
运用一个分流电阻器怎么样?这听起来是可行的，不过你需求保证这个器材不会引进过大的环路电感。我找到了几个电阻值在10mΩ，而且具有“低电感”的电阻器。
我很想把这个器材放在同步FET的源极上，不过会有两个问题：
·分流电阻器上会呈现栅极驱动电流，以及康复和负载电流。
·这个分流电阻器将添加电感，会因为高di/dt电流而影响到下桥栅极驱动。
其间一个解决方案便是将分流电阻器放在上桥MOSFET的漏极内，这样的话，分流电阻器就不会影响到栅极驱动了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有这样的功用—它内置有开尔文衔接，而且具有能够削减电感的结构。请见图5。
图5：分流电阻器(Vishay公司出产)
硅MOSFET康复丈量
为了用一个硅MOSFET桥取得基线Qrr丈量值，我掏出一把切割刀，在TPS40170EVM-597上为分流电阻器辟出了一个安全岛，并将这个分流电阻器放置其间。我运用的是一条50Ω SMA至BNC电缆，将信号传送到这个示波器(与50Ω的电阻值端接)。我串联了一个50Ω的电阻器，这样的话，我得到一半的信号值，不过没有振铃。留意在一起运用不同类型的探头时要进行失真调理!
需求留意的一点是，当分流电阻器坐落顶端时，这个示波器被接地至正输入电压轨。这意味着电源正输出被接地(负电源接至降压转换器)，任何其它测验设备，比如说负载测验器，必定不能使流经示波器连线的电源短路。图6显现的是经修正的评价模块 (EVM) 电路原理图。
图6：用于反向康复丈量的经修正的硅桥
图7显现了刺进分流电阻器后的TPS40170 EVM。
图7：EVM勘探技能
图8显现的是开关节点，以及300kHz, 24VIN, 5VOUT 和4AOUT 时的分流波形。
图8：硅桥开关波形
在图8中，黄色是软件节点，而紫色表明的是顶部FET漏极电流。电流均匀值的“三角”波形与4A负载完美匹配 -> 20mV = 4A。
在图9中，针对TPS40170/硅MOSFET的高亮反向康复电荷用赤色显现(运用的是CSD185363A)。峰值康复电流为18A左右 (90mV)，据我预算，关于24V*300KHz*100nC = 720mW的损耗，Qrr大约小于100nC。需求留意的是，这个电流在“赤色区域”内的部分在开关节点上升时流入负载，所以预算值或许会比Qrr高一点。
图9：硅桥反向康复
幻想一下这种状况!每3.3μs从输入电源罗致一个18A、12ns宽的电流脉冲。高di/dt将导致一切功率级中的环路电感产生出电压，而且有或许形成运转问题。走运的是，TPS40170EVM-597具有一个能够缓解这些问题的极佳布局布线D实践上，这些问题并不会一向呈现。
进入GaN,康复在哪?
我运用了相同的技能来丈量LMG5200 GaN(氮化镓)EVM。我首要当LMG5200EVM在负载为4A，将24V驱动为5V时，抓取了一个LMG5200EVM开关节点电压的参阅示波器波形图。我运用的是一台安捷伦33220A，在300kHz时，将一个固定的21%左右的占空比驱动至LMG5200 PWM输入。请见图10，通道1显现的是开关节点波形。
图10：LMG5200 GaN开关波形
我将高/低驱动信号包含在内，作为参阅(通道34)。这个“体二极管”传导比MOSFET的体二极管有更高的压降D我在这段时刻看到的压降是2.5V左右，而不是大约0.6V。我抓取了这幅示波器波形图的原因在于，我将要在输入环路中添加一个会导致更多振铃的电阻器/电感。
图11显现的是在我将分流电阻器添加到上桥GaN器材的漏极后的改变。
图11：GaN开关波形勘探技能
需求留意的是，我必须用一个电平位移电路(简略的PNP和电阻器)来将300kHz 21%占空函数发生器信号从“接地”(现在为24V电源的正值侧)电平位移至-24V上的PWM输入。假如不这么做的话，当把示波器感测放置在正电压轨上时，我将会遇到一个接地竞赛(或许被称为保险丝熔断)。图12显现的是开关节点(黄色)和最高GaN电流(紫色)。
图12：分流电阻器被刺进时的LMG5200 GaN开关波形
经过扩大图13，能够看出康复电流现已消失(赤色区域没有了)。因为感测电阻器添加的电感，还有一点点额定的振铃，不过没有康复损耗或相关问题。你会发现开关和开关节点电容损耗仍旧存在，可是GaN上不会呈现导致根据硅MOSFET的转换器问题的反向康复，这真让人松了一口气!
图13：GaN Qrr丈量值
