轨到轨扩大器是一种特别类型的扩大器，其共模电压规模能够从正电源电压到负电源电压。轨到轨扩大器运用规模广泛，尤其在电源电压日益下降的状况下。一般信号起伏会跟着电源电压的下降而减小，在这种状况下，噪声对电路的影响会显着增大，信噪比则显着减小。运用轨到轨扩大器，可取得最大的信号摆幅，使噪声对电路功能的影响下降。
完成轨到轨的办法之一是运用耗尽型器材。因为选用了离子注入技能，耗尽型器材的阈值电压能够是负值，虽然这种技能使得轨到轨输入级的电源电压可下降至1 V，但因为规范CMOS技能不支持耗尽型晶体管，因而这种办法在CMOS工艺中根本不被选用。
扩大器的输出端易完成轨到轨，只需将两个输出晶体管的漏极相连，输出加容性负载，即可完成输出的轨到轨。但在输入端完成轨到轨则较杂乱。原则上只能是折叠式共源共栅结构才能使输入端包括电源电压的轨。这种技能是完成所有轨到轨输入扩大器的根底。
文中讨论了一种两级恒跨导的轨到轨CMOS运算扩大器，由轨到轨安稳跨导输入级、求和电路及AB类输出级构成。为减小芯片面积、噪声和失调，将AB类输出级操控部分嵌入到折叠共源共栅求和电路中。与其他输入输出轨到轨运算扩大器比较，因为其电路结构简略、紧凑、芯片面积小、功能高，所以可广泛运用于VLSI的规划中。选用CSMC 0.18μm工艺模型进行仿真并流片验证。
1 理论剖析
1.1 输入级
共模输入规模超越或至少包括两个电源电压轨需求输入级是NMOS和PMOS差分对并联。图1给出了一个这样的输入级，这级电路有两个不期望发生的特性。
（1）若输入对中的一对关掉了，输入电压失调会发生改变，这发生在狭隘的共模输入电压规模内。对这些挨近轨的关断区域中，式（1）可用于近似共模遏止比（CMRR）
其间，Vic是共模输入输入电压;Vos是扩大器的失调。对文献所陈述的轨到轨输入电路，式（1）给出了较低的共模遏止比（30～40 dB）。
（2）这级电路的跨导不安稳，不利于最优的频率补偿，且影响谐波总失真（THD）功能。文献中给出的电路，如图2所示。处理了第2个问题，但若运用于CMOS电路，仍会有较差的CMRR特性，因电流在窄的共模输入信号规模内从一对切换到另一对。
这一问题在图3所示的输入级中得到了处理。电阻R和M5所拉出来的电流根本正比于共模输入电压，因而将电流Ip在两对输人对中进行分配。当共模输入电压改变时，一对的尾电流逐步添加，另一对的尾电流逐步减小。成果，失调电压渐进地改变，这样就进步了CMRR。在一个5 V规划中与原有的处理方案比较，一般CMRR可有20 dR的添加。来自负电源的电源遏止比（PSRR-）不会下降，因而M4-R-M5的通道只影响信号的共模部分。
不管两对输入对是作业在弱或中度反型区，均可取得近似安稳的跨导，因电流镜M3和M4使得尾电流的和坚持安稳。M5在较低的输入共模信号下，有助于坚持尾电流的和是个常数。其效果类似于电平位移器只有当M3饱满时才会迫使电流流入M4。
作业在弱反型区时n通道和p通道的斜率系数之间的差异会影响跨导的和。这种影响能够经过挑选合理的电流镜的份额来抵消。规划的运算扩大器电路的输入级选用了图3所示的结构。
1.2 电流求和电路
轨到轨运算扩大器另一个重要模块是电流求和电路。完成电流求和电路的传统办法如图4所示，此办法会导致零极点方位及低频增益的剧烈改变，不利于频率补偿。
如图4所示，M1a和M1b的偏置电流IB除了要为NMOS输入差分对供给电流IN外，还需供给偏置电流IF。因输入级NMOS差分对的电流跟着共模电压VCM的改变而改变，其值可从0改变到2IN以上，其间IN为NMOS差分对在共模电压中心时的值。所以，晶体管M1a和M1b的偏置电流要能为NMOS差分对供给这样的电流增量还要为电流求和电路供给最小的静态电流。
另一方面，当共模输入电压为中心值或负电源电压时，M1a和M1b中额定部分的偏置电流将流过晶体管M2a和M2b，因而改变了这些晶体管的静态偏置电流，然后改变了其的跨导和输出阻抗。这些改变将导致运算扩大器零极点方位以及低频增益的改变。为了优化运算扩大器的低频增益、频率补偿、功耗及谐波失真，安稳这些晶体管的静态电流很重要。
文中选用了浮栅电压源来安稳求和电路中的静态电流，即在晶体管M2b和M3b的漏极之间刺进浮栅电压源M5b和M6b，详细完成在图5运算扩大器主体电路中给出。
直流电流流过M5b和M6b，但没有沟通电流从中经过，其屏蔽了沟通行为，对来自榜首级的电流表现为一个无穷大的沟通阻抗。
1.3 输出级
在运算扩大器输出级的规划中，为了进步功率，输出级有必要要有大的摆幅和尽可能小的静态电流。共源极AB类输出级就具有这样的特色。
AB类输出级在没有输出电流时，输出晶体管被偏置在一个相对较小的静态电流下，有用地减小了交越失真，一起也可确保最大动态输出电流远大于静态电流，然后进步输出级的功率。AB类输出级的关键在于坚持两个输出晶体管栅极间电压的安稳。如图6所示，在此的AB类操控选用两个浮栅MNC和MPC，相对于运用电阻，可有用减小芯片面积。AB类浮栅操控构成两个跨导线性环MPA、MPB、MPC和MPO以及MNA、MNB、MNC和MNO，确认了两输出管的静态电流，固定了两输出管MPO和MNO栅源之间的电压。
AB类输出级的详细原理如下：Iin1和Iin2为两个同相位的沟通小信号电流源，设Ib1=Ib2=Ib3=Ib4=I;Iin1=0，Iin2=0。MPA、MPB和MPC构成了MPO的偏置电路，MNA、MNB和MNC构成了MNO的偏置电路，别离决议了MPO和MNO的静态偏置电流。设
因A、B间可视为一个起浮电压源，沟通小信号下可视为短路，即VA=VB。所以有如下两种状况：
（1）当Iin1=Iin2》0时（流入节点A和B），节点A和B电压将升高，终究MPO截止、MNO导通，VA=Vb=VDD。
（2）当Iin1=Iin2《0时，MPO导通、MNO截止，VA=VB=0，然后完成轨到轨的大动态输出。
选用这种结构，当一个输出管的电流较大时，另一个输出管的电流能坚持一个最小值Imin。该Imin可防止MOS管进入截止状况。只需MOS管不进入截止状况，
就不会发生开关推迟和交越失真。
传统的米勒补偿要求在输出管的栅漏两头别离接入两个补偿电容。因为电容的前馈通路，米勒补偿引入了一个相平面右侧的零点，该零点减小了相位裕度，约束了单位增益带宽。
本文经过共源共栅补偿来消除这个零点，用较小的补偿电容就完成了频率补偿，取得了较高的单位增益带宽。
2 仿真剖析
图7是输入级的总跨导gmtot随共模输入电压改变的仿真成果。横轴是输入共模电压，纵轴是输入级的总跨导，单位S。
在本文的规划中，共模输入电压从地改变到电源电压，输入gm的改变仅为5.5%。
图8是运算扩大器在电源电压为3.3 V，共模输入电压为1.65 V，负载电阻为10 kΩ，负载电容为10 pF，补偿电容为1.8 pF时的开环频率特性。仿真成果表明低频增益约为107 dB，相位裕度约为61°，单位增益带宽约为4.5 MHz。
3 试验测验与剖析
电路在CSMC0.18μm 1P6M工艺渠道进步行了流片，芯片面积为0.067 km2。芯片相片如图9所示。
为测验电路的瞬态特性如输入输出轨到轨的特性，翻转速率（SR）和安稳时刻（ST），将扩大器接成单位增益缓冲器的方式进行测验。
图10是输入为0到电源电压3.3 V的斜波信号，输出跟从输入改变，也可从0～3.3 V。其间上面的波形是输入信号，下面的波形是输出信号。纵坐标是1 V/格，横坐标是2 ms/格。
图11是SR的测验成果，为了测验上升沿的SR+而将波形进行扩大，其间峻峭的信号是输入信号，缓慢的信号是输出信号。
图12是ST的测验成果，为测验上升沿的ST+而将波形进行了扩大，其间峻峭的信号是输入信号，缓慢的信号是输出信号。
表1是该运算扩大器典型功能的总结。其间SR+是上升沿的SR，SR-是下降沿的SR;ST+是上升沿的ST，ST-是下降沿的ST。
4 结束语
讨论了一种输入输出轨到轨运算扩大器的规划。该运算扩大器的输入级总跨导在整个共模规模内改变仅为5.5%。运算扩大器选用AB类推挽输出结构，而且将其与求和电路有机结合。整个运算扩大器选用共栅米勒补偿，然后得到较大的带宽。芯片在华润上华0.18μm工艺渠道进步行了流片。对芯片的功能进行了测验，测验成果和规划方针共同。此种运算扩大器不只可广泛运用于模仿集成电路和数模混合电路中，也可用于其他VLSI的规划中。
