导言
功率扩大器在音频功放、发射体系、伺服体系、声纳勘探、振荡测验等许多范畴都得到广泛的运用。传统的功率扩大器选用线性扩大电路，其功率较低（40％～60％），且体积大，故运用范畴遭到约束。为了处理传统功率扩大器的缺陷，开关功率扩大器应运而生。
目前国内外在高功率（5kW以上）扩大器体系规划中，为了满意功率要求遍及运用IGBT为主的全桥逆变拓扑。比较之下，以MOSFET为功率器材的高功率扩大器体系的规划计划只占少量，并且其开发的操控方法不能够很好地处理体系模块间的均流操控，以及电容器中点电位操控等问题。故急需开宣布以MOSFET为主的高功率扩大器体系，以可靠地进步扩大器体系的功用。本文提出了一种合适于高功率扩大器体系模块化运用的逆变单元，并详细介绍了单元的拓扑和数字操控原理，试验成果证明了它的杰出功用。
1、主电路拓扑
传统的两电平全桥逆变拓扑运用于高功率扩大器体系时，由于遭到器材耐压的约束，难以运用频率较高的MOSFET，故体系功用无法有用进步。学习了已有的研讨，咱们选用提出的五电平二极管中点钳位逆变拓扑（“Five－Level NPC Inverter”，以下简写为“FNI”）作为根底功率单元。图1所示为FNI电路。
图1 FNI电路
这种FNI结构的根底——NPC逆变拓扑，最早是由Nable等人于1981年提出的。与传统两电平改换器比较，有以下长处：在大功率体系中，将功率器材直接串联运用而无须外加辅佐电路；器材耐压极限降至直流侧电压的一半，使器材的选取变得灵敏；输出波形中谐波成分相对于两电平改换器大为削减，减轻了滤波环节担负；负载上电压纹波减小，遏止了电磁搅扰问题。
2、操控方法的比较与改善
2.1 已有操控计划的介绍
文献［4］中Lau W H等开发的操控计划的长处在于进步模块输出的等效开关频率，遏止输出谐波；缺陷在于体系的输入信号在经过PWM调制后，仍不能作为驱动信号运用，还须继续进行较繁琐的核算，故不能很好地运用于现有的数字信号处理芯片。
2.2 改善的操控计划的原理
改善后的操控方法首要将载波频率进步一倍至2fC，并调整其偏置后，再进行PWM比较，如图2所示调制后的信号即为驱动信号。并且操控左右桥臂（Leg1、Leg2）的载波相位相同，没有文献操控方法所要求的相位差，其长处在于防止体系在调整开关频率的一起还需求调整相位差，一起有利于体系调理直流侧电容的中点电位。
图2 改善的操控计划的原理
比较图2和文献［4］能够发现，开关管的驱动信号是相同的，所以输出波形也一定是相同的。改善后的操控战略能够快捷地运用到数字信号处理芯片中，一起保存文献［4］操控方法的长处。例如在DSP（TMS320LF2407）芯片上PWM的调制能够经过专职的事情办理模块EVA及EVB直接完结，这样大大下降了操控方法的完结难度。
改善后的操控战略也有不足之处，便是也没有供给处理直流侧电容的中点电位不平衡问题的计划。依据试验成果能够发现，由于电路元件的固有电阻特性不对称所形成的电容中点电位的静态差错不能被疏忽。图9（f）为直流侧电源为400V时中点电位的状况，能够发现有13.2V的静态差错。
2.3 中点电位不平衡的损害与处理计划
文献［1］剖析了体系直流侧中点电位漂移对输出THD的影响，如图3所示。图3中的k值：，代表了中点的失衡程度。在其他工业用途中，由于对输出波形畸变要求不高，中点的恰当漂移是答应的。可是，在比方功率扩大器体系等对输出波形质量要求较高的运用中，中点不平衡能够成为输出畸变的重要原因之一。为了战胜中点不平衡带来的输出波形质量下降，咱们在改善的操控方法中参加中点平衡操控，程序流程图如图4所示，中点平衡操控计划框图如图5所示。中点平衡操控原理为，每个开关周期开始时首要对直流侧电容电压采样得到VC1和VC2（见图1），然后对VC1和VC2的差值做PI运算。假如PI运算的成果为正，则和POSREF（体系能够忍受的VC1超越VC2的最大值）比较，假如发现比较器的输出为正，即意味着中点的漂移状况较为严峻。从而检测参阅信号VS的幅值，假如VS的幅值为负时（表现为当0和VS的幅值经过比较器后，输出为正），则将载波频率进步为2fc；反之，假如电压差值PI运算的成果小于NEGREF，且参阅信号Vs幅值为正，则将载波频率进步为2fc；其他状况下，载波频率保持fc不变。图5中Switch模块的功用是，假如模块左边中心脚的输入信号为正，则模块的右面输出同模块左边最下脚输入信号共同；假如模块左边中心脚的输入信号为零，则模块的右面输出同模块左边最上脚输入信号共同。
图3 中点电位不平衡对输出THD的影响
图4 程序流程图
图5 中点平衡操控计划框图
载波频率确认后，将VS函数值加载至DSP芯片事情办理器模块中的比较单元，预备同载波进行PWM调制。加载完结后即进行中止复位。
这种中点操控方法的实质是经过调理载波的频率来改动中点电流的流向。经过比较载波频率加倍前后中点电流流向的仿真，咱们能够得知：假如以参阅信号VS的频率fs为参阅，载波频率加倍前，中点电流ineu的流向每周期内替换改动（见图6），改换的频率为2fc；载波频率加倍后，中点电流ineu的流向每周期内只改动一次（见图7），即改换的频率为2fs。又由于后者中点电流的流向同参阅信号VS的幅值有关，所以在决议是否将载波频率加倍前，需求检测VS幅值的正负。
图6 载波频率加倍前中点电流流向的仿真
图7 载波频率加倍后中点电流流向的仿真
图8 载波倍频操控计划的原理
比较图8和图2可知，当载波频率加倍时，输出波形同本来共同。在DSP（TMS320LF2407）芯片中，载波频率只要在载波的幅值为0时才干改动；故载波无相位差能够使操控左右桥臂的载波频率一起改动而对输出波形无任何影响。
3、试验验证与成果
本文规划了一个单模块多电平电路的试验模型，其详细的电路参数及标准如下：
输出满载功率 1kW；
输出频率 2kHz；
直流侧输入电压 400V；
根底开关频率 100kHz。
开关管驱动信号由DSP供给，驱动信号的PWM调制发生均在DSP内部完结。图9和图10分别为选用中点平衡操控前后的输出波形和中点电位比较。
如图9（e）和图9（f）所示，选用中点平衡操控后，直流侧电容电压静态差错3.2V；选用中点平衡操控前，直流侧电容电压静态差错13.2V。
（a）输出波形
（b）输出波形部分扩大
（c）中点电位波形
图9 选用中点平衡操控前的波形
（a）输出波形
（b）输出波形部分扩大
（c）中点电位波形
图10 选用中点平衡操控后的波形
4、结语
本文剖析了开关功率扩大器的拓扑和数字控 制计划。在操控计划规划中，介绍了一种合适五电平二极管中点钳位逆变拓扑的PWM操控技能，它能进步输出的等效开关频率并下降直流侧中点电位的漂移，进步体系输出波形质量。
文中的FNI功率模块能够选用交织并排的方法进步体系的总功率和输出波形的电平数，这样既达到了扩展体系功率等级的要求，又能够下降体系的输出畸变。
当然还有许多问题需求处理，比方多电平逆变电路的死区补偿问题，以及多模块间的均流问题等，这些都将作为下一步研讨工作的要点。
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