1.导言
跟着世界各国在逐渐制止进口和出售一般照明白炽灯，新式、绿色、高效、长寿数的LED 照明技能得到了空前的开展[1]。长寿数是LED 照明的最大长处之一，它的均匀运用寿数到达80000- 100000 小时[2]。关于单级式的LED 驱动电源，假如选用市电供电，为了到达高功率因数(Power Factor, PF)，满意IEC61000-3-2的谐波要求[3]， LED 照明需求一个功率因数校对变换器(Power Factor Correction, PFC)。当功率因数为1 时，输入电流为与输入电压同相位的正弦波，因而其输入功率出现两倍输入频率的脉动方式，关于稳定输出功率的LED，为了匹配瞬时输入输出功率的不平衡，需求一个储能电容。储能电容很大，大多选用电解电容，而电解电容的运用寿数只要10000 小时左右[4]，是影响LED 驱动电源全体寿数的首要元件。为了进步AC-DC LED 驱动电源的运用寿数，有必要去除电解电容。恰当下降功率因数以减小输入功率脉动，如在输入电流中注入三次和五次谐波[5, 6]，这样就能够减小储能电容巨细。选用脉动电流来驱动LED，这样瞬时输入和输出功率相同或许挨近，能够减小或许消除储能电容[7-10]。脉动电流驱动LED 一般用于景象或许大街照明，在一些对光源质量要求较高的场合并不合适。选用电感作为储能元件能够替代或许减小储能电容，可是电感的储能密度较小，其体积较大，一起还会存在损耗[11]。增大储能电容上电压 波能够减小电容的容值[12-14]。文献[13]提出了一种无频
闪无电解电容的AC-DC LED 驱动电源，如图1 所示。它由一个PFC 变换器、一个双向变换器和一个CL 滤波器组成。其间电感Lo 与电容Co 构成低通滤波器，以阻挠开关频率及其倍数次的电流谐波流入LED，故此处的电容Co 并不承当储能效果，能够运用容量较小的薄膜电容或许瓷片电容，此刻PFC 输出电流i’o 含有两倍输入频率的脉动电流。为了使LED 的驱动电流io为一个稳定的直流电流，在PFC 变换器的输出端并联了一个双向变换器，并使双向变换器的输入电流ib 等于PFC 输出电流中两倍输入频率的沟通重量，这样就处理了LED 照明的频闪问题。双向变换器的直流侧电容Cdc 选用了储能电容电压大纹波减小容值的办法，在脉动电压相同的状况下，为了进一步减小容值，可
以恰当进步Cdc 的直流均匀电压。
本文在无频闪无电解电容AC-DC LED 驱动电源的基础上，剖析了其双向变换器直流侧电容纹波给双向变换器开关管的占空比带来的非线性问题，因为传统的线性操控办法无法供给这部分含量，终究体现在增大了双向变换器电流盯梢的稳态差错上，使得LED驱动电流发生了畸变。针对无频闪无电解电容AC-DCLED 驱动电源中存在的问题，本文在双向变换器中提出了一种改进型的操控战略，下降直流侧电容纹波带来非线性问题的影响，进步双向变换器盯梢正弦沟通基准的才能，消除LED 电流的畸变。
2.无频闪无电解电容AC-DC LED 驱动电源的基本概念
文献[13]详细剖析了无频闪无电解电容AC-DCLED 驱动电源的作业原理，本文只做简略介绍。这儿的PFC 变换器选用电流断续方式(DiscontinuousCurrent Mode, DCM)的反激变换器，如图2 所示。
反激变换器选用均匀电流操控以到达稳定均匀值输出的意图。从上面的剖析能够看出，因为没有电解电容，脉动电流中含有两倍输入频率的沟通重量，会引起LED 发光的频闪。为此，在反激变换器的滤波电容Co 上并联一个双向变换器， 本文选用的是Buck/Boost 双向变换器，如图3 所示。参加双向变换器后，Lo 中首要流过直流电流，其高频电流纹波较小，因而能够为电容Co 两头电压即双向变换器输入侧电压等于LED 两头电压Vo。
双向变换器选用双闭环操控。为了使Buck/Boost双向变换器能够正常作业，需求确保直流侧电容Cdc的最低电压高于输入端电压Vo。电压外环对直流侧电容电压的均匀值进行操控，其输出与给定的电流基准iref(经过采样反激变换器副边电流滤波得到其两倍输入频率的沟通重量)按份额系数k 相加后作为电流内环的基准，电流内环选用均匀电流操控，使双向变换器的输入电流均匀值盯梢电流基准，那么反激变换器输出端的电流进行分流，两倍输入频率的沟通重量流入了双向变换器，由式(4)得：
发现因为直流侧电容电压的均匀值不变，占空比中的直流成分不随负载发生改变;跟着负载的添加，电容的纹波增大，所需占空比的低频成分会快速添加，这样会使得线性电流调节器不足以供给这部分低频成分，只能经过增大电流盯梢的稳态差错来补偿这些低频成分，终究导致LED 的输出电流畸变。假如负载Po=Pmax，那么做出满载状况下不同电容容值下占空比各次谐波幅值的改变状况，如图7 所示。在负载和直流侧电容电压稳定的状况下，跟着电容的减小，占空比低频重量敏捷增大，因而能够考虑依据占空比的表达式规划非线性的操控器，在不影响体系稳定性的前提下，到达双向变换器正弦电流基准的无差盯梢，下降占空比非线性对LED 输出电流的影响。
3.2 改进型操控战略的完成
变占空比操控的思维现已应用于高功率因数的DCM PFC 变换器[15]，将此办法应用于双向变器的操控电路中。调查式(15)，假如在工频周期内，使双向变换器开关管Q1 的占空比依照理论值改变，将会使双向变换器直流侧电容电压依照理论方式改变，那么输入电流也会以两倍输入频率的沟通基准改变。因为双向变换器开关管Q1 和Q2 是互补导通的，那么为了完成简略，这儿挑选操控开关管Q2，由式(15)能够得到其占空比d’为：
4.仿真验证
为了验证改进型操控战略能够减小双向变换器电流盯梢的稳态差错，减小LED驱动电流的畸变，用Saber软件搭建了一个选用改进型操控战略的无频闪无电解电容AC-DC LED驱动电源。其首要参数如下：沟通输入电压为220 VAC/50Hz，满载输出均匀电流Io=0.7A，输出电压Vo=48V，双向变换器电感为1.4mH，直流侧电容为4.7μF，其电压的均匀值为150V，锯齿波幅值Vm=3V。图9和图10分别给出了满载和半载状况下滤除高频重量的副边电流、双向变换器的电感电流、LED输出电流和储能电容电压的仿真波形。能够发现满载 输出电流的峰峰值为110mA，是均匀值700mA的15.7%;半载时输出电流的峰峰值为22mA是均匀值350mA的6.3%，LED输出电流畸变程度较大。
图11和图12分别给出了选用改进型操控战略时满载和半载下的仿真波形，此刻满载状况下输出电流的峰峰值为13mA，是均匀值的1.9%;半载状况下输出电流的峰峰值为7mA，是均匀值的2.0%。图13和图14分别给出了改进前后满载和半载输出电流的频谱，能够发现选用改进型的操控战略能够大大减小LED驱动电流中的低频重量，按捺LED输出电流的畸变，仿真成果验证了此办法的正确性和有效性。
5.定论
本文对无频闪无电解电容AC-DC LED 驱动电源
中的Buck/Boost 型双向变换器进行了稳态剖析，剖析
了直流侧电容电压纹波形成的双向变换器非线性问
题，为了减小双向变换器输入电流对两倍工频沟通电
流基准的盯梢差错，提出了一种改进型变占空比的非
线性操控战略，改进了原先LED 驱动电流畸变的问
题。
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