IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器材, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的长处。GTR饱满压下降，载流密度大，但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT归纳了以上两种器材的长处，驱动功率小而饱满压下降。十分合适运用于直流电压为600V及以上的变流体系如沟通电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等范畴。
在任何设备中运用IGBT 都会遇到IGBT 的挑选及热规划问题。当电压应力和电流应力这2 个直观参数确认之后， 终究需求根据IGBT 在运用条件下的损耗及热循环才能来选定IGBT。一般由于运用条件不同， 经过IGBT 数据手册给出的参数不能切当得出运用条件下IGBT 的损耗。比较好的办法是经过丈量职业确认IGBT 数据手册中参数的丈量条件与实践运用环境的不同， 并介绍IGBT 的损耗的简略丈量办法。
IGBT 参数的界说
厂商所供给的IGBT 开关参数一般是在纯理性负载下丈量的， 图1 和图2 分别是IR 公司和TOSHIBA公司丈量开关时刻的电路和界说开关时刻的波形。其一起特点是： 注册处于续流状况的纯理性负载; 关断有箝位二极管的纯理性负载。有些数据手册还给出了开关进程的能量丢失 ，也是在相同条件下丈量的。
关于PWM 办法作业并运用变压器的开关电源， 其作业情况则与之差异很大。图3 是11 kW 半桥型电路及其作业波形， 运用的IGBT 为GA75TS120U。由波形可见， 电流上升时刻tr 约为500 ns， 下降时刻t f 约为300 ns。但在数据手册中，GA75TS120U 的电流升降时刻分别为t r= 100 ns，t f= 80 ns， 与实践作业情况差异较大。其原因首要在于以下2 个方面：
(1)注册时，图3 中由于变压器漏感的存在， IGBT实践上注册了1 个零电流理性负载， 近似于零电流注册， 电流上升率受漏感充电速度的约束， 因此实践电流上升时刻tr 不彻底取决于IGBT。而数据手册中给出注册处于续流状况的纯理性负载， 注册瞬间， IGBT 既要接受电感中的电流， 还要接受续流二极管的反向恢复电流， 电流上升率则彻底取决于IGBT 的注册速度。
(2)关断时，图3 中的IGBT 并非是在关断1 个纯理性负载， 而是关断1 个R – L 型负载( 变压器及其负载， 从变压器一次侧可等效为R -L 型负载) ，其电流的下降时刻t f 要慢于关断带箝位的纯理性负载。而且， 关于纯理性负载， 只有当IGBT 的集电极电压上升到箝位值后， IGBT 的电流才开端下降( 见图1、图2 中波形) ， 而电阻-电理性负载时， 集电极电压和电流几乎是一起改变的( 见图3b 波形) 。
由于上述原因，图3 中IGBT 的t r、t f 均大于给定值， 但这并不意味着损耗的上升， 由于开关损耗还取决于开关进程中电压电流的堆叠程度， 而图3中的重迭显着不如图1、图2 中严峻， 因此全体损耗将下降。
IGBT 损耗的丈量
IGBT 损耗的丈量实践上是经过对其作业电压和电流的丈量和核算而得到的， 因此损耗的丈量实质上是电压和电流的丈量， 电压和电流丈量办法的恰当与否直接影响到丈量成果的可信度。
3.1 电流丈量
电流丈量应运用高频无源电流互感器， 不要运用磁平衡式电流传感器， 前者都有较好的高频呼应，后者往往速度较慢， 达不到丈量要求。电流传感器要置于被测IGBT 的发射或集电极， 而不要置于主变压器一次侧， 这是2 个不同的电流。这一点能够从图3 IGBT 的关断进程中看出： IGBT1 关断时， VD2 将对关断发生的电压过冲箝位( t1 ～ t 期间) ， 在VD2中发生箝位电流。而IGBT1 中电流因转向VD2 而陡降， 此刻变压器一次侧电流为IGBT1 和VD2 电流之和， 而非仅IGBT1 中的电流。电流互感器一般由自己制作， 运用前应先查验其功能， 可选用图4 电路进行查验。电阻R1、R2 应运用无感电阻。实践丈量时， 互感器初级匝数N 1一般为1 匝， 查验时可适当添加N 1， 这样能够减小查验电流I 而不下降互感器初级的总安匝数， 使查验作业愈加简略。比较U2 和U1 波形在延时和畸变方面的差异， 就可确认互感器是否合格。一般U2不能有显着的失真， U2 对U1 的延时应远小于IGBT的开关时刻参数。
3.2 电压丈量
IGBT 注册和关断进程中电压的完好观测能够直接运用示波器探头， 但关于注册时IGBT 电压拖尾进程和通态饱满压降的丈量， 则需求运用箝位电路( 见图5) 。原因在于此刻示波器的Y 轴分辨率要置于0.5/ div～ 10/ div 档， 而这时输入探头的电压改变规模则高达几百伏， 这种情况下一般示波器会发生很大的失真， 作零点漂移， 无法正常调查。用图中R1、R2、C、VD 和VS 所构成的电压箝位电路， 能够取出Uce中小于UVS的那一部分波形Uce。用示波器观测则不会呈现失真和漂移。UVS 与Uce的联系可用下式表明：
丈量Uce注册拖尾进程时， 应选UVS= 50 V， 丈量动态饱满压降时则应选UVS= 12 V。
图中R2、C 用来补偿由示波器探头输入电容及VD、VS 结电容引起的失真。运用前使用已知的方波信号对箝位电路进行校准。
运用举例
图6、图7 中的波形是不同的IGBT 在图1 所示电路中作业时测得的。丈量条件为： 输入电压Ucc= 520 V， 输出功率Po= 11 kW， 初级电流I = 52 A，作业频率f = 20 kHz。图6 中注册电压的丈量运用了图5 中的箝位电路， 箝位电压值UVS = 48 V， 因此， 其波形上最高电压不超越48 V。
对测得的波形进行折线等效， 并对电压电流的乘积分段积分， 就可大略核算出IGBT 的总损耗，图8是对GA75TS120U 开关进程的折线等效图， 并由此求得：
注册损耗： P1= 12 W
关断损耗： P2= 56.6 W
过渡损耗： P3= 10 W
通态损耗： P4= 53.8W( 饱满压降Usat= 2
单管总损耗： P c= 132.4 W
其间核算通态损耗的饱满压降Usat是用图5 给出的箝位电路丈量的， 箝位电压UVS= 12 V。
从波形能够看出， 饱满压降从注册到安稳有一个过渡进程， 由此形成的损耗P3 也不容忽视。
下表是用前述办法丈量几家不同公司的IGBT所得的成果; 丈量电路为图1， 丈量条件相同。
丈量成果能够作为挑选IGBT 和热规划的根据。关于IGBT 的选取， 应归纳考虑开关损耗和通态损耗。低频作业时， 低饱满压降的IGBT 总损耗较小，而高频作业时则应挑选开关速度快的IGBT。
值得留意的是： 样品A( IR 公司GA75TS120U) 在高速IGBT 中具有较低的饱满压降， 因此总损耗较小。一起从表中能够看出， 样品D 与B 和C 的损耗挨近， 但基板温度较低; 样品E 损耗较大， 但基板温度并不明显高于B 和C， 这说明样品D 和E 的热循环才能较差。虽然样品中各IGBT 数据手册所标明的结-壳热阻Rth( j- c) 根本相同， 实践上一般选用Ucc= 520 V、Po= 11 kW、I c= 52 A、f = 20 kHz， NPT( 非穿通型)技能制作的管芯( GA75TS120U) 厚度仅为PT( 穿通型) 技能管芯的四分之一， 因此热阻小， 热循环才能强， 能够下降对散热器的要求， 一起，开关速度不随结温改变。PT 型IGBT 的开关速度则随温度升高而下降。高频作业时能够考虑挑选NPT型IGBT。
总结
文中介绍的损耗丈量剖析办法简略而有用， 能够使规划者对IGBT 的挑选和热规划作到心中有数，以利于得出最优的规划方案。需求提请留意的是，丈量东西及辅佐电路的规范是十分必要的， 不然或许导致较大的差错。
