散布式扩大器能供给很宽的频率规模和较高的增益。有一段时间，其规划一般选用传输线作为输入和输出匹配电路。跟着砷化镓(GaAs)微波单片集成电路的开展老练，为了进步功率、输出功率、减小噪声系数，人们提出了许多种扩大器电路类型，可是散布式扩大器依然是宽带电路(如光通信电路)的干流规划。了解砷化镓微波单片集成电路GaAs MMIC散布式扩大器的规划，对许多宽带电路的运用都会有很大的协助。
一款由Craig Moore规划的散布式扩大器作为该课程一个经典的规划比如，该规划乃至阅历了低温环境试验，在液氮的低温下体现出更低的噪声系数。该扩大器选用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工艺，其增益比根据0.5μm GaAs伪高电子迁移率晶体管PHEMT的新电路略低，2006年的新课程中则选用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT散布扩大器和一些其他电路作为比如。本文将介绍宽带扩大器的规划办法以及仿真和实测的成果。
图1：选用微带传输线的散布式扩大器电路结构图。
散布式扩大器运用宽带传输线给一组有源器材注入输入信号(如图1)，一起另一条并行的传输线用于搜集各个有源器材的输出信号，并将其叠加。每一级供给适当的增益，可是增益散布在一个很宽的频率规模内。和级联规划比较，总增益是各级增益之和，而不是各级增益的乘积。但运用集总参数元件来近似散布式传输线时(如图2)，集总参数传输线的到地并联电容，被晶体管的寄生电容替代。集总参数元件的等效传输线作为一个低通滤波器运用，其截止频率和晶体管的寄生电容成反比。因而晶体管的尺度直接决议了电路的作业频率上限。规划总要归纳考虑的各种参数包含：扩大器的级数、有源器材的尺度、器材的工艺类型(假如有多种类型)以及每一级的直流偏置。更多的级数意味着更大的增益-带宽积，可是也会引进更大的功耗。一旦晶体管的尺度确认，就能够运用仿真软件来优化增益、反射系数、输出功率和噪声系数等各项参数。
图2：选用集总参数元件的散布式扩大器电路结构图(其间CGS和CDS别离表明栅电容和漏极电容)。
因为散布式扩大器的运用场合许多，对各项功用目标的要求很灵敏，宽带增益是其间最重要的一项目标。在Craig Moore这个规划比如中，选用了增强型PHEMT器材，因为增强型器材只需要一组正电压供电。为了能供给和198?年TriQuint半导体公司选用的0.5μm GaAs MESFET工艺的电路相同的功用，该规划选用了0.5μm GaAs PHEMT工艺，并且运用3级晶体管扩大拓扑。为了习惯电池供电的运用，选用3.3V电压。当然为了满意不同的客户需求，作业电压和电流能够便利的在较大规模内调理。在1.5V和14mA的供电下，仿真成果显现：仅丢失了2dB增益，并且栅电压在1.5V到5.0V，漏极电流在14~35mA之间改变时，功用的改变也很小。为到达最佳增益、匹配功用，选用安捷伦公司的核算机辅佐工程软件ADS进行线性仿真，确认适宜的电感值、PHEMT尺度。
图3：PHEMT散布式扩大器的匹配、增益、噪声系数和安稳因子的仿真成果。
经过抱负的仿真核算，该规划选用了6×30μm的增强型PHEMT器材，Craig Moore的198?年的规划中在MESFET管的漏极添加了一些额定的匹配元件，以确保有用输出电容和栅极输入容抗相同。此刻输入和输出的集总参数传输线将是对称的，其相位推迟也相同。文章还比较了这种输入输出传输线对称的匹配计划和另一种漏级电容独立优化的计划(漏极电感和栅极不对称)。关于这个简略的3级PHEMT规划，栅极和漏极输入线的相移不同很小，这儿就选用较简略的非对称计划。假如输入输出传输线的相位差较大，这种计划的就不能有用的兼并各级的增益。下一步运用TriQuint公司供给的电感、电阻、电容以及互连线模型替代抱负元件，进行更实在的仿真。图3显现了希望的终究扩大电路的增益、匹配度、安稳因子和噪声系数。仿真中选用了30mA和3.3V的直流偏置规划，以约束其功耗在100mW以内，并完成了输出功率和三阶互调截止点的折中。图4是该电路的地图，一起还包含了两个有探针接入端的测验模型管：一个是规划中选用的6×30μm增强型PHEMT，另一个是一般的6×50μm耗尽型PHEMT。
图4：3级散布式扩大器的地图(包含180μm栅宽的增强型测验建模管和一个300μm栅宽的耗尽型测验建模管)。
一个典型的散布式扩大其间有一半的功率被输出传输线的50欧负载所吸收，为了进步输出功率，人们一般选用一些技巧，如渐缩型传输线办法。本规划选用了50欧姆输入输出线，为了削减DC功率的耗费，该传输线的一端的50欧姆完结负载和一个较大的电容(25pF)串联后，再经过通孔接地，这样既能确保射频信号接地，又能完成隔直流的作用。漏极较大的直流供电电流只流经低阻抗的电感元件，而不是50欧的完结负载(如图5)，这样能够有用的减小50欧完结电阻上的功耗。这儿漏极电感的巨细也是一个重要的规划参数，该电感直接影响电路在1GHz邻近的低频滚降速度，假如增大%&&&&&%将会减小滚降速度，可是一起会添加串联电阻，然后进步直流功耗，并且较大的电感也会增大地图面积。
在提交产线流片之前，各规划还必须经过严厉的规划规矩查看DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC规划课程开端，约翰·霍普金斯大学就选用ICED(ICEDitor)软件，并选用TriQuint供给的DRC规矩进行规划规矩查看。别的还运用了“地图转电路图”LVS(Layout Versus Schematic)东西进一步比较从ADS中提取出来的网表是否契合%&&&&&%ED软件中的实践电气衔接。有时规划虽然能经过DRC查看，可是依然会有一些丧命的过错，只要LVS东西才干发现这些问题。新版本的ADS现已具有内置的衔接性查看功用，能够扫除一些衔接性过错，可是外部的LVS检测依然是很有必要的。
图6：实测的输出功率和功率成果。
表1：PHEMT散布式扩大器在3.3V电压和25mA电流偏置下的各项目标实测成果。
图6和表1是整个电路的实践测验成果。能够看到在3.3V的24mA直流供电下，该电路到达了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的输出功率。噪声系数的实测值和仿真值也很挨近(图7)，在5到6GHz频段，噪声系数仅为2dB，这在具有1~10GHz的10倍频程(decade)带宽的电路中算是很超卓的体现了。54平方密尔(mil-square)的芯片上还放置了许多其它器材，包含一个规划中选用的6×30μm增强型PHEMT测验建模管。在3V和3.3 V电压下，8~9mA电流时，别离测验了这个模型管，并将其S参数用于电路进行二次仿真。图8为该PHEMT模型管的地图。图9和图10则是针对测验管的实测和仿真数据的比较。因为测验的参阅面不同，测验模型管的寄生参数和实践电路中运用的晶体管有细小的差异，正是这些巨别导致了测验值和再仿真成果(运用ADS和Sonnet软件)在高频段有一些不同。对以独自的6×30μm模型管而言，其实测值和运用TOM模型的ADS仿真值十分挨近。
