多路输出的开关电源因其体积小、性价比高广泛运用于小功率的各种杂乱电子体系中。但是伴跟着现代电子体系开展，其对多路输出电源的要求越来越高，如体积、功率、输出电压精度、负载才能（输出电流）、穿插调整率、纹波和噪声等。其间，穿插调整率是指当多路输出电源的一路负载电流改变时整个电源各路输出电压的改变率，是查核多路输出电源的重要性能指标。受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等影响，多路输出电源的穿插调整率一直以来是多路输出开关电源的规划要点。
现在改进穿插调整率的办法可分为无源和有源两类。有源的办法需求添加额定的线性稳压或开关稳压电路，尽管可以得到较高的穿插调整率,但却是以献身电源的功率、本钱为价值的，且从可靠性和杂乱性也不如无源的办法好。提起无源穿插调整率优化办法，有经历的工程师首要会想到输出电压加权反应操控，其次假如选用反激电路还会经过优化变压器各绕组耦合以及优化嵌位电路来进一步优化穿插调整率，假如选用的是正激电路则会将各路输出滤波电感耦合在一起来进一步优化穿插调整率。但是当以上优化办法均已选用了，仍是无法满意规划要求时，一般只好无法地添加假负载用功率来交换穿插调整率，或改选为本钱较高的有源的优化规划计划。
下面介绍一种TDK-Lambda新式的改进穿插调制率的多路输出解决计划，此计划可以使得用无源办法进一步进步穿插调整率。
如图1所示，关于匝数持平的两个输出绕组（Ns1=Ns2），咱们在两个跳变的同名端跨接一个电容C1，这样可以很好地改进穿插调整率。
图1
关于图1所示的反激变换器，考虑其各绕组的漏感，可等效为图2所示电路，Lleak1、Lleak2和Lleak3别离绕组Ns1、Ns2和Np的漏感。
图2
由于Ns1=Ns2，在电源整个作业过程中，一直有Vs1=Vs2，所以电路可以等效为图3所示，其间Is1和Is2别离为流过绕组Ns1和Ns2的电流。
图3
电源安稳作业时，电感Lleak1和Lleak2两头的均匀电压为0V，所以电容C1两头的均匀直流电压也为0V。跟着电容C1容值的增大，电容上的纹波电压会越来越小，所以Vo1会越来越挨近Vo2，即电源的穿插调整率跟着C1容值的增大会越来越好。为了便于剖析，咱们做出如下假定：
1、疏忽电路中二极管的压降，以为压降为0V。
2、电容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的谐振周期大于SW1的开关周期。
3、Vo2输出电压为反应检测电压，坚持不变，Vo2负载较重，Vo1为轻负载，Vo1>Vo2。
根据上面假定，电源作业期间副边各元件的电流将如图4所示，Is1和Is2别离为流过绕组Ns1和Ns2的电流，Ip为变压器原边电流，ID1和ID2别离为流经D1和D2的电流，Vc1是电容C1上的电压。
图4 (注：本图仅暗示电压电流的改变方向)
为了便于确认电路的初始状况，咱们以t5时间作为电源作业周期的开端，在t5时间二极管D1的电流变为0，电容C1上的电压Vc1此刻处于最高值，且有：
Vo2 + Vc1 = Vo1
在二极管D1截止后，副边电路可进一步等效为图5所示电路。由于Vs
电容c1与漏感lleak1开端谐振放电，电流is1变为负值。
图5到t6时间原边开SW1关闭合后，Vs电压被感应为负值（如图6所示）。在SW1闭合期间电源分两个阶段作业：变压器电流由副边绕组向原边绕组换流（t6~t7）阶段和变压器储能(t7~t9)阶段。
图6
在t6~t7期间，ID2>0，二极管D2持续导通，由关系式
可知，电流Is1和Is2都快速下降，直到t7时间ID1=Is2+Is1=0时，二极管反向截止，副边绕组向原边绕组换流阶段完毕。
在t7~t9阶段，二极管D2反向截止，电流Is1与Is2巨细持平，反向相反。
Is2=-Is1
电容C1与漏感Lleak1+Lleak2谐振放电，由于变压器副边到原边换流后Is2仍较大，所以Vc1很快在t8时间有正电压变为负电压，并反向充电，一起电流Is2=-Is1开端减小，直到t9（也便是t0）时间SW1关断。
在t0时间SW1关断，变压器进入由原边向副边的换流阶段，Vs>Vo2>Vo2+Vc1(此刻Vc1<0)，二极管D2开端，导通，电流Is1和Is2敏捷增大，t1时间Is1由负变为正，并经C1和D2流向Vo2（如图7所示）。t2时间换流完毕，此刻有
当变压器原边电流向副边换流完毕后，Vs
到t3时间电容电压充电到Vs=Vc1+Vo2，而且跟着Vc1的添加有Vs
图7
t4时间，二极管D1开端导通， 副边电路又等效为图3，电流Is1经D1流向Vo1， C1电压被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2，而Is1持续减小，直到t5时间，Is1=0，二极管D1反向截止，电源完结一个开关周期的作业。图8为SW1关断期间副边各支路均匀电流流向图。绕组Ns1和Ns2在输出的均匀电流别离为：
Is1=Io1+Ic1
Is2=Io2-Ic1
由图4中Vc1的波形可知，在开关SW1关断期间，电容C1的电压Vc1负变值为了正值，所以 Ic1>0， 所以可以得出：绕组间跨接电容C1后，在开关SW1关断期间，输出轻负载的绕组Ns1的实践负载加剧了，而输出重负载的绕组Ns2的实践负载减轻了，所以会使得穿插调整率得以改进。
图8
现在此计划现已成功地运用到了TDK-lambda 的CUT75系列产品上。
以CUT75-522为例，电源运用环境如下：
输入电压：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC。
负载规模： 5V: 0 ~ 8A;
+12V: 0 ~ 3A;
-12V: 0 ~ 1A。
作业温度：-20 ~ 70℃。
经过采在绕组间跨接电容，用无源的办法成功地将+12V和-12V的穿插调整率做到了±5%以内。下面表1为电源在各种输出负载情况下，实测的各路输出电压的最高值和最低值，以及根据实测值核算的穿插调整率。
表1
一起由于在绕组间跨接%&&&&&%，可以使得CUT75系列电源在满意穿插调整率的情况下，可以把电源内部的假负载降到了简直为零，所以有用的进步了电源的功率，然后使得电源的体积可以做的更小。CUT75系列电源在输入电压200VAC时满载功率实测值现已做到了85%，比市场上同类产品进步了约5%，其体积天然也比市场上同类产品要小。
市场上可以满意±5%穿插调整率的同类产品，多选用有源的办法来优化穿插调整率，而CUT75系列电源选用的是无源的办法，相比之下CUT75系列电源在可靠性方面更具优势。
CUT75系列电源实物图
