1 导言
近年来跟着电源技能的开展，同步整流技能正在低压、大电流输出的dc/dc变换器中敏捷推广使用。在低压、大电流输出的状况下，输出端整流管的损耗尤为杰出。例如，对选用 1.5v、20a电源的笔记本电脑而言，此刻超快康复整流二极管的损耗现已超越电源输出功率的50%，即便选用低压降的肖特基整流二极管，损耗也会到达输 出功率的18%～40%。因而，传统的二极管整流电路现已成为进步低压、大电流dc/dc变换器功率的瓶颈。
因为mosfet不能像二 极管那样主动截止反方向电流，因而同步整流器的驱动是同步整流技能运用的一个要害。驱动办法的选取不只关系到变换器能否正常作业，更决议了变换器功用。按 照驱动办法的不同，同步整流分为自驱型和外驱型，两者的首要差异在于，自驱型同步整流管的驱动电压一般选用的是变压器上或辅佐绕组上的电压，而外驱型同步 整流管的驱动电压是由外部同步整流驱动芯片发生的。本文将别离评论两种同步整流驱动的办法，并论述了同步整流中需求留意的问题。
因为正 激变换器是最简略的阻隔降压式dc/dc变换器，其输出端的lc滤波器十分合适输出大电流，可有用按捺输出电压纹波。所以，正激变换器成为低电压大电流功 率变换器的首选拓扑结构。正激变换器有必要选用磁复位电路，以确保变压器励磁磁通在每个开关周期开端时现已复位，常见的磁复位办法有：有源钳位、rcd钳 位、绕组复位、谐振复位等，如图1所示。
rcd钳位的办法尽管电路简略，可是它大部分磁化能量耗费在钳位电阻中，不利于功率的进步；有源钳位尽管能够重复使用变压器磁化能量和漏感能量，可是有 源钳位体系的操控带宽受到限制，动态功用欠好，并且它多用了一个钳位开关，增加了驱动电路的难度和变换器的本钱；而谐振复位因为谐振电压比较高，因而对开 关管的电压应力要求就更高；关于绕组复位的办法，结构较简略，磁复位时将能量回馈到输入源中，并且对开关管的电压应力要求并不高。
2 自驱同步整流
2.1 栅极电荷坚持驱动办法的基本原理
关于本文选用的 绕组复位正激变换器，其传统传统自驱型同步整流的办法如图2所示，在磁复位完毕后，变压器的电压将为零，并且会坚持在零直到下一周期开端，这样续流管将没 有电压供给驱动，电流会从其体二极管中流过，而其体二极管正导游通电压高，反向康复特性差，导通损耗十分大，这是传统自驱同步整流的首要缺陷，因而提出了 选用栅极电荷坚持的同步整流办法，它的原理如图3所示。
在t0时刻之前，输入信号v1为0，开关s1关断，电容c的初始电压为0。在t0时刻，输入信号v1为正，经过二极管d对电容c充电；在t1时 刻，输入信号v1为0，二极管d接受反压截止，只需开关s1坚持关断，电容c上的电荷得以坚持，v2坚持高电平；在t2时刻，开关s1导通，电容c经过 s1放电，v2变为0。假如c是同步整流管的栅极寄生电容，s1是一个辅佐开关，那么在t1到t2这段时刻内，输入驱动信号v1降为0时，同步整流管的栅 极电压仍可坚持高电平。
2.2 栅极电荷坚持驱动正激变换器
使用栅极电荷坚持的驱动办法，传统电压驱动同步整流器在变压器电压死区时刻内，续流管体二极管的导通问题很简略处理，图4给出了栅极电荷坚持电压驱动正激变换器的原理图和首要波形。
在t0到t1的时刻内，开关管s1注册，变压器副边电压变为上正下负并驱动s2和s4使它们导通。s3的栅极电容经过s4放电，s3的栅极电压降为0，s3关断，输出电流流进s2。
在t1时刻主开关管s1关断，变压器进行磁复位，变压器副边电压变为下正上负，s2和s4关断，s3的栅极电容由流经d1的电流充电。s3栅极为高电平 导通，负载电流流经s3。在t2时刻磁复位完毕，变压器副边电压变为0，因为二极管d1接受反压截止，s4关断，s3的栅极驱动电压坚持不变，因而，即便 变压器副边电压为0，s3依然坚持导通，持续续流。s3的栅极电压一向坚持到下一个开关周期开端，也是s4导通之时，这就处理了死区时刻内s3体二极管续 流导通的问题。
关于这种栅极电荷坚持的自驱型同步整流办法，有一个重要的进程便是，在续流管s3续流完毕时要将其栅极电荷放掉，不然当变压器副边电压变为上正 下负的时分，续流管会导通，有电流从漏极流向源极，并终究导致变压器副边，续流管和整流管构成一个回路，即副边呈现直通。而放掉续流管s3的栅极电荷有必要 依赖于副边电压变为上正下负，即便s4导通，将s3栅极电容上的电荷经过s4放掉，可是这儿呈现的状况是，当变压器副边电压为上正下负使s4导通的时分， 一起续流管s3的ds电压也树立起来，假如s3的栅极电荷未放完，至少剩下的电荷仍能驱动s3时，这时s3就会正导游通，电流就会由漏极经过s3流向源 极，并经过整流管s2回到变压器副边，这样变压器副边电压就被短路，s4就无法再导通，s3上的栅极电荷就一向存在，直到这些电荷因为驱动s3而耗费完， 并又会进入下一次直经进程。如此恶性循环使变压器副边一向处于短路，即变换器副边处于直通的状况，状况严重的话会损坏整流管和续流管，乃至损坏变换器，因 此有必要用一种办法，在下个周期变压器副边电压为上正下负之前就将s3的栅极电荷放掉，以确保不呈现直通的现象。
如图5所示，对本来的栅极电荷坚持电路进行改善，将原边ic发生的占空比分为两路，一路经过加延时驱动主功率管，另一路经过驱动变压器阻隔驱动s4，因 为变压器副边电压为上正下负的树立和原边主功率管s1的注册几乎是一起的，那么选用图中的办法后，当在原边开关管注册之前，即变压器副边电压变为上正下负 之前，s4就由原边供给的一个驱动而注册，并使得续流管s3的栅极电荷经过s4释放掉，提早使s3关断，然后避免了直通的发生，该办法其他电路的接法与以 前提出的栅极电荷坚持电路相同，这样，该电路即完成了栅极电荷坚持的功用，又避免了变换器直通的发生。
如图6所示，给出了改善后电路各个开关管的驱动波形，由图中能够看出，在s1注册之前提早注册s4，将s3的栅极电荷放掉，避免了变压器副边直通的发生。
3 外驱同步整流
关于选用变压器副边电压来驱动自驱型的同步整流，即该电压上正下负的时分驱动整流管s2，该电压下正上负的时分驱动续流管s3，因为这两个驱动电压采的 是同一个电压，因而这两个驱动不会存在交叠，不需求进行处理。可是关于外驱型同步整流的办法，整流管和续流管的驱动之间有必要参加死区，使两个驱动不呈现交 叠的部分，从而避免变换器副边呈现直通。本文选用的外驱同步整流的原理框图如图7（a）所示。
本文中首先将原边ic输出的信号经过驱动变压器阻隔传输到副边，再使用同步整流驱动芯片将这个信号进行处理，在同步整流芯片内部可简略看成是一个 固定的%&&&&&%，经过在外部接电阻构成rc冲放电来完成延时，终究经过芯片处理一起延时了整流管s2以及续流管s3驱动信号的上升沿，然后在两个驱动之间参加 死区，如图7（b）中波形所示。
一起，因为副边加了一个同步整流的芯片，而因为芯片自身作业的延时，使得输出信号全体对输入有一个延时，因而有必要在原边也参加一个电路来补偿这个延时，较好的办法便是在原边相同参加一个同步整流芯片，这样使得对驱动的操控愈加便利和简略，并且能够确保满足的驱动才能。
别的，能够经过对副边两个管子驱动的操控来完成整流管和续流管的零电压开关：关于整流管来说，当变压器副边电压变为上正下负，这时假如整流管的驱动还未 树立，那么电流就会先从整流管的体二极管流过，假如此刻再给整流管供给驱动，这时整流管的注册即为零电压注册，可是考虑到功率的要素，有必要确保电流在体二 极管中流过的时刻很短；而在关断的时分，能够在变压器副边电压变为下正上负之前提早关断整流管，这样就完成了整流管的零电压关断，相同有必要确保电流在体二 极管中活动的时刻很短。关于续流管采纳相同的办法，能够完成续流管的零电压开关。
4 同步整流轻载留意事项
关于副边选用传统二极管续流作业的正激变换器来说，当负载电流进一步减小直至很轻时，将会呈现电感电流断续的作业状况，如图8所示。
当副边选用同步整流作业时，因为续流mosfet的双导游通的特性，而电感电流要坚持接连，因而在轻载的时分电感电流接连并能够反向，如图9所示，使得 续流管中呈现从漏极流向源极的电流，并发生一个流出输出正端流进输出负端的环流，这个环流会耗费环流能量，这个能量的巨细和输出滤波电感有关，输出滤波电 感越小，环流就会越大，环流能量越大，损耗也越大。所以因为同步整流器不能从ccm模态主动切换到dcm模态，轻载时就会发生很大的环流损耗，这种环流损 耗会下降变换器在轻载时的功率，当负载轻载必定程度的时分，受环流的影响，变换器的功率会明显下降，因而有必要在功率呈现明显下降的时分将变换器从同步整流 的作业状况切换到二极管整流的作业状况，来确保轻载时变换器的功率不至于太低，一般这个功率的拐点呈现在负载的10%～25%之间。
