规划人员往往疏忽高容量、多层陶瓷电容(MLCC)随其直流电压改变的特性。一切高介电常数或II类电容(B/X5R R/X7R和F/Y5V特性)都存在这种现象。但是，不同类型的MLCC改变量差异很大。Mark Fortunato从前写过一篇关于该主题的文章，给出的结论是：您应该核对电容的数据资料，承认电容值随偏压的改变。但假如数据资料中未供给这一信息又该怎么呢？您怎么确认电容在详细运用条件下变小了多少？
对电容与偏压联系进行特征剖析的理论
图1所示为一种丈量直流偏压特性的电路。该电路的中心是运算放大器U1(MAX4130)。运放作为比较器运用，反应电阻R2和R3添加滞回。D1将偏置设置在高于GND，所以不需求负电源电压。C1和R1从反应网络连接至输入负端，使电路作为RC振动器作业。电容C1为被测目标(DUT)，作为RC振动器中的C；电位计R1为RC振动器中的R。
图1：对电容与偏压联系进行特征剖析的电路。
运放输出引脚的电压波形Vy以及R、C之间连接点的电压Vx如图2所示。当运放输出为5V时，经过R1对C1进行充电，直到电压到达上限，强制输出为0V；此刻，电容放电，直到Vx到达下限，然后强制输出康复为5V。该进程重复产生，构成安稳振动。
图2. VX和VY的振动电压。
振动周期取决于R、C，以及上门限VUP和下门限VLO：
因为5V、VUP和VLO固定不变，所以T1、T2与RC成份额(一般称为RC时刻常数)。比较器门限是Vy、R2、R3及D1正向偏压(Vsub>Diode)的函数：
式中，VUP为Vy= 5V时的门限，VLO为Vy = 0V时的门限。给定参数后，这些门限的成果大约为：VLO为0.55V，VUP为1.00V。
Q1和Q2周围的电路将周期时刻转化为份额电压。作业原理如下。MOSFET Q1由U1的输出操控。T1期间，Q1导通，将C3电压箝位至GND；T2期间，Q1关断，答应恒定电流源(Q2、R5、R6和R7)对C3进行线性充电。跟着T2增大，C3电压升高。图3所示为三个周期的C3电压。
图3：T1期间，C3箝位至GND；T2期间，对其进行线性充电。
C3电压(VC3)均匀值等于：
因为I、C3、α和β均为常数，所以C3的均匀电压与T2成份额，因而也与C1成份额。
低通滤波器R8/C4对信号进行滤波，低失调运放U2 (MAX9620)对输出进行缓冲，所以，答应运用任何电压表进行丈量。丈量之前，该电路需求进行简略校准。首要将DUT安装到电路，将VBIAS设定为0.78V (VLO和VUP的均匀值)，所以DUT上的实践均匀(DC)电压为0V。调理电位计R1时，输出电压随之改变。调理R1，直到输出电压读数为1.00V。在这种条件下，C3的峰值电压为大约2.35V。可更改偏置电压，输出电压将显现电容值的改变百分比。例如，假如输出电压为0.80V，在特定偏置电压下的电容值将为偏置为0V时的80%。
在一块小PCB上建立图1电路。首要运用一个10μF电容进行丈量。图4和图5别离显现了0V和5V偏压条件下的信号。
图4：VBIAS = 0V时的丈量成果，Ch1 = Vx；Ch2 = Vy；Ch3 = VC3。调理R1，使电压表读数为1.000V。
图5. VBIAS = 5V时的丈量成果。因为电容值减小，振动周期现已显着缩短。Ch1 = Vx；Ch2 = Vy；Ch3 = VC3。电压表读数为0.671V。
0V偏压时，调理电位计R1，使电压表读数为1.000V。5V偏压时，电压表读数为0.671V，阐明电容值为本来的67.1%。使用高精度计数器，也测得总周期T。0V偏压下的T为4933?s，5V偏压下为0V，阐明电容值为本来的66.5% (即3278μs/4933μs)。这些值十分共同，证明电路规划可高精度丈量电容值随偏压的改变联系。
现在履行第二项丈量，从Murata供给的样本中抽取2.2μF/16V电容(型号为GRM188R61C225KE15)。本次丈量中，在0V至16V整个作业范围内记载电容值。经过丈量电路的输出电压和实践振动周期，确认相对电容。此外，从Murata Simsurfing东西收集数据；该东西可根据Murata的丈量值供给详细器材的直流偏置特性。成果如图6所示。两条丈量数据曲线所示的成果简直完全相同，证明时刻-电压转化电路在较大动态范围内作业杰出。Simsurfing东西得到的数据与咱们的丈量成果之间存在必定差异，但曲线的形状类似。
图6：2.2μF/16V MLCC的相对电容与偏置电压的联系曲线。电容值被标准化至0V偏压下的电容值。蓝色曲线根据电路输出电压的丈量值；赤色曲线根据振动周期丈量值；绿色曲线根据Murata Simsurfing东西供给的特征数据。
总结
使用介绍的电路、双电源和电压表，很简略丈量高电容MLCC的直流偏压特征。简略的实验室测验可以证明%&&&&&%值随偏置电压的改变。
