某些场合的通讯不能依赖于任何预先架起的网络设施，而是需求一种能够暂时快速主动组织网络的移动通讯技能。因而、传感器网络将逐步引领人类步入“网络即传感器”的传感年代。
低噪声扩大器LNA （ low noise amp lifier）是射频接纳前端的首要组成部分。由于坐落接纳前端的榜首级，直接与天线相连，所以它的噪声特性将对整个体系起着决议性效果。一起，天线接纳的信号一般很弱，所以低噪声扩大器自身必需供给满意的增益扩大信号，并把有用的信号完整地传输到下一级。
本文规划的低噪声扩大器，作业在2. 4 GHz频段上，选用SM IC 0. 13μm RF CMOS工艺规划。关于射频体系，尤其是应用于无线传感器网络节点中的模块，功耗是有必要首要考虑的问题。在此基础上扩大器需供给满意的增益以及低噪声系数，而且满意必定的带宽、线性度以及安稳度。可是最小噪声系数与最大增益是不或许一起得到的。因而，如安在限制功耗的前提下尽或许完成输入输出功率匹配以及进步低噪声扩大器的噪声功能成为规划中的最大应战。
1 低噪声扩大器规划
1. 1 电路结构
本文选用的低噪声扩大器电路结构如图1所示。
图1 低噪声扩大器原理图
该低噪声扩大器主体电路选用共源共栅的差分结构，由于共栅级电路的输入阻抗很小，按捺了共源级的电压增益，然后遏止了密勒效应，进步了反向阻隔度，一起使输入阻抗受共源管M1、M2 栅漏间电容以及后级电路影响变小，使扩大器安稳性增强。
在该结构中，片内电阻R1、R2 分压发生偏置电压Vbias ，经过Rg1、Rg2加在共源管M1、M2 栅极， 为其供给直流偏置。为了确保较低的噪声系数， Rg1、Rg2应选取阻值较大的电阻， 以阻隔偏置电路中电阻R1、R2 带来的噪声。晶体管M3、M4 为共栅MOS管。
片内源极电感Ls1、Ls2以及M1、M2 栅源间附加电容Cex1、Cex2合作栅极片外电感Lg1、Lg2 ， 完成低噪声扩大器的输入匹配。电感Ld1、Ld2别离和电容Cd1、Cd2并联，再别离与Cd3、Cd4串联， 完成低噪声扩大器的输出匹配。
剖析图1所示差分共源共栅扩大器的半电路作业状况，关于作业于饱满区的MOS管有：
为确保低噪声扩大器满意较小的噪声系数，扩大电路中的MOS管的栅长应尽量挑选最小值，本工艺最小栅长为0. 13μm，所以，共源管M1 和共栅管M3 的栅长L1、L3 皆设为0. 13μm。在此状况下，改动共源管和共栅管的栅宽W1、W3 ，能够调整M1、M3的跨导gm1、gm3。依据共源共栅电路性质可知，改动共源管和共栅管的跨导能够改动扩大器的增益。本次规划选用1. 2 V电源电压供电，为了确保必定的线性度，以及确保M1 栅源电压Vgs1大于阈值电压Vth （本工艺的Vth约为430 mV） ，挑选直流偏置电压Vgs1为600 mV。关于作业于饱满区的MOS管，其漏极电流Id 表明为：
本次规划要求功耗限制为8 mW， 在偏置电压Vgs1以及各工艺参数都已确认的状况下， 共源管M1和共栅管M3 的栅宽W1、W3 决议了该扩大器的作业电流Id ，即决议了扩大器的功耗。设计时，在确保增益的前提下， 调整W1、W3 ， 仿真得到半电路作业电流约为3 mA，即总电流约为6 mA，满意目标要求。
该低噪声扩大器增益操控电路选用信号加成形式，增益操控MOS管Mc1、Mc2由VC1操控，Mc3、Mc4由VC2操控。在半电路中，经过改动Vc1能够改动Mc1的通断，在Id1不变的状况下，则能够改动流过M3 电流Id3。而作业在饱满区的M3 管的跨导gm3能够表明为：
所以改动Id3能够改动gm3 ， 然后完成扩大器增益的改动。
1. 2 输入匹配
图1所示低噪声扩大器输入端半电路及其小信号等效电路如图2所示。
图2 输入端电路结构及小信号模型
首要考虑输入端未接入M1、M2 栅源间附加电容Cex1、Cex2时的状况。经过输入端电路小信号模型剖析得扩大器输入阻抗为：
为了得到最小的噪声系数， 源阻抗最佳值（最佳噪声源阻抗） Zop t应满意：
其间，α为共源管跨导与其源漏电导的比值。δ为一常数，γ为一系数， 在长沟道器材中，δ的值约为1. 33，γ的值约为0. 67， 在短沟道器材中， 这两个值都会由于短沟道效应而变大。界说c为栅噪声与漏噪声相联系数， 其值一般为0. 395 j， 为一纯虚数，反映了栅和沟道间噪声引起的的容性耦合程度。
源级电感Ls 和栅极电感Lg 不会导致最佳噪声源阻抗的实部发生改变，而仅对电抗部分发生影响。
要完成功率和噪声一起匹配，有必要使输入阻抗Zin和最佳噪声源阻抗Zop t共轭匹配， 令Zin = 50 Ω，则有：
即：
式（6）中有4个方程， 4个未知数，只要一组解，即功率匹配和噪声匹配一起满意时， 功耗（ Id ）是确认的，不能够优化。而在限制功耗的状况下，功率匹配和噪声匹配则不或许一起满意。
所以在电路规划中就需求在噪声匹配和功率匹配中进行折中。下面引进M1 管栅源间附加电容Cex ，这样，输入阻抗变为：
最佳噪声阻抗Z ′ op t表明为：
这样， 为了使功率和噪声一起匹配， 令Zin =Z ′ op t*= 50Ω，得到：
式（ 9）中有4个方程， 5个未知数，则能够限制任何一个参数，再优化其它参数。所以，在功耗（ Id ）限制的状况下， 依然能够进行功率噪声匹配。引进Cex后，经过调整Cex ，首要能够使最佳噪声源阻抗Z ′op t实部为50Ω。
再挑选Ls ，使电路满意Re ［ Z′in ］ = Re ［ Z ′op t ］ =50Ω。依据式（8） 、式（9）能够推出：
式（10）指出，选取的Ls 的电感值在引进Cex后亦能够比没有衔接Cex时有所下降。Ls 为源极负反馈电感，由于电感中的寄生电阻影响以及该电感自身的负反馈性质，低感值的电感能够做到更好的噪声系数。
最终，调整片外电感Lg ，使谐振频率为ω0 （规划要求ω0 为2. 43 GHz） ，ω0 表明为：
由于Cadence东西的局限性，仿真S参数时无法显现Sop t曲线，噪声匹配很难做到最优。在实践规划过程中，当共源管M1、M2 宽长比以及其偏置电路都现已确认时，能够经过扫描Cex参数，比较最小噪声系数NFmin ，选取其最佳值。当最小噪声系数NFmin确认后，再经过进一步调整Cex ，尽量满意功率匹配。在此过程中，有必要一起重视噪声系数NF和最小噪声系数NFmin的改变，最终经过比较，挑选折中的优化成果，确认恰当的Cex和 Ls、Lg 值。
1. 3 输出匹配
电路输出端经过漏极电感并联、串联电容的结构完成阻抗匹配。漏极电感的选取对低噪声扩大器的功能有较大影响。电感值的巨细直接影响扩大器的增益。较大感值的电感能够添加LC并联谐振电路的等效阻抗，然后带来更高的电压增益。可是大电感的自谐振频率较低，而射频电路要求的作业频率却很高。一起， 大电感也会占用更大的芯片面积，引进较大的噪声。而且，当电感值过大使扩大器输出阻抗实部超越50Ω时，必需经过在输出端并联电感或添加源极跟从器等缓冲电路的办法才能将输出阻抗匹配到50Ω。假如直接并联电感，则会使输出端直流短路，要处理这个问题，则有必要串联一个大电容后再将此电感并入电路，关于全体规划来说，引进了更多的无源元件，一方面大大影响了电路功能，另一方面也占用了更多面积。而添加一级缓冲电路，则会添加扩大器的额定功耗。关于无线传感器网络节点中的模块，这两种办法都不可行。因而，详细规划时，需选取恰当的电感，既能确保应有的增益，又能够使输出阻抗实部在 50Ω邻近。
由于该电路结构具有较高的阻隔度，输出端阻抗的调整对输入端影响不大，能够在输出端独自进行匹配。详细规划过程中，能够首要在输出端只衔接漏极电感Ld ，经过仿真其S22参数，仿真其对应频率2. 43GHz下的输出阻抗。然后对照Smith圆图，先并联电容将输出阻抗实部调整到50Ω，再经过串联电容，将输出阻抗虚部调整到0。这样，最终能够将输出阻抗匹配到50Ω，完成输出端功率匹配。
2 低噪声扩大器的地图及后仿真成果
本次规划的低噪声扩大器地图如图3所示，芯片面积约为： 735μm ×780μm。由于电路为对称结构，所以在地图的制作上也需注意对称性，这样有利于进步电路功能。芯片左边为SGS焊盘，用来接入差分输入信号。芯片右侧为SGS焊盘，用来接差分输出信号。芯片上下端各为三针直流焊盘，用来供给增益操控信号Vc1、Vc2 ，对称的电源Vdd以及对称的地Gnd。在焊盘组间空地处，添加了电源Vdd到地Gnd的滤波电容组滤除电源Vdd上的纹波，旁路外界搅扰，这种结构能够在最大使用地图面积的一起进一步进步了电路功能。
图3 低噪声扩大器地图
在Cadence Spectre仿真环境下对电路的S 参数，噪声系数NF以及安稳性系数KF进行了后仿真，后仿真在TT工艺角，温度为27 ℃状况下进行。
电路在1. 2 V电源电压下作业电流约为6. 0 mA。
S11后仿真成果如图4 所示，高增益时S11约为- 29. 8 dB，中增益时S11约为- 17. 7 dB，低增益时S11约为- 16. 3 dB。三种状况下S11均满意小于- 10 dB，输入匹配杰出。
图4 S11仿真成果
S21后仿真成果如图5 所示，高增益时S21约为21. 2 dB，中增益时S21约为11.0 dB，低增益时S11约为2. 8 dB。根本满意规划目标中的高增益20 dB，中增益10 dB，低增益0 dB要求。
图5 S21仿真成果
S22后仿真成果如图6 所示，高增益时S22约为- 20. 7 dB，中增益时S22约为- 10 dB，低增益时S22约为- 10 dB。三种状况下S22均满意小于- 10 dB，输出匹配杰出。
图6 S22仿真成果
噪声系数如图7所示。在2. 43 GHz上，后仿真噪声系数NF约为0. 49 dB，与最小噪声系数NFmin后仿真成果0. 46 dB比较挨近，噪声匹配杰出。
图7 噪声系数NF仿真成果
输入1 dB紧缩点如图8所示，在高增益下约为- 20. 2 dBm，依据1 dB紧缩点与IIP3的联系，能够推出，该扩大器IIP3约为- 10. 6 dBm。
图8 低噪声扩大器输出1 dB紧缩点仿真成果
其它后仿真成果：反向阻隔度S12在三种增益状况下均小于- 45 dB;安稳度KF约为6. 2，其值远大于1，扩大器肯定安稳。
3 总结
本次规划的低噪声扩大器芯片在限制功耗的基础上，确保了较高的增益，一起进行了输入匹配的优化，完成了给定功耗条件下的功率和噪声一起匹配。
该低噪声扩大器在最高增益为21 dB时噪声系数约为0. 5 dB，而且经过扩大器S11、S22参数反应出其输入输出阻抗功率匹配功能杰出。扩大器增益操控电路满意规划要求。综上所述，该低噪声扩大器功能优秀，完成后有望应用于无线传感网射频收发芯片中。
来历；电子工程网
