ADI:运算放大器的简易丈量

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运算扩大器是差分输入、单端输出的极高增益扩大器，常用于高精度模仿电路，因而有必要准确丈量其功能。但在开环丈量中，其开环增益或许高达10⁷或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应或许会在扩大器输入端发作十分小的电压，这样差错将难以避免。

经过运用伺服环路，能够大大简化丈量进程，强制扩大器输入调零，使得待测扩大器能够丈量本身的差错。图1显现了一个运用该原理的多功能电路，它运用一个辅佐运放作为积分器，来树立一个具有极高直流开环增益的安稳环路。开关为履行下面所述的各种测验供给了便当。

图1所示电路能够将大部分丈量差错降至最低，支撑准确丈量很多直流和少数沟通参数。附加的“辅佐”运算扩大器无需具有比待测运算扩大器更好的功能，其直流开环增益最好能到达106或更高。假如待测器材(DUT)的失调电压或许超越几mV，则辅佐运放应选用±15 V电源供电（假如DUT的输入失调电压或许超越10 mV，则需求减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）

DUT的电源电压+V和–V起伏持平、极性相反。总电源电压天经地义是2 × V。该电路运用对称电源，即便“单电源”运放也是如此，由于体系的地以电源的中心电压为参阅。

作为积分器的辅佐扩大器在直流时装备为开环（最高增益），但其输入电阻和反应电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅佐扩大器以最高增益扩大，并经过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反应将DUT输出驱动至地电位。（事实上，实践电压是辅佐扩大器的失调电压，更准确地说是该失调电压加上辅佐扩大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它十分挨近地电位，因而无关紧要，特别是考虑到丈量期间此点的电压改动不大或许超越几mV）。

测验点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校对电压（与差错在起伏上持平）的1000倍，约为数十mV或更大，因而能够适当轻松地进行丈量。

抱负运算扩大器的失调电压(V_os)为0，即当两个输入端连在一起并坚持中心电源电压时，输出电压相同为中心电源电压。实践中的运算扩大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因而有必要将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中心电位。

图2给出了最根本测验——失调电压丈量的装备。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。

抱负运算扩大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在实践中，会有少数“偏置”电流流入反相和同相输入端（分别为I_b–和I_b+），它们会在高阻抗电路中引起明显的失调电压。依据运算扩大器类型的不同，这种偏置电流或许为几fA（1 fA = 10^–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算扩大器中，乃至到达1 – 2 μA。图3显现怎么丈量这些电流。

该电路与图2的失调电压电路根本相同，仅仅DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻能够经过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。经过丈量TP1的电压改动(=1000 I_b–×R_s)，能够核算出I_b–。相同，当S1闭合且S2断开时，能够丈量I_b+。假如先在S1和S2均闭合时丈量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次丈量TP1的电压，则经过该电压的改动能够测算出“输入失调电流”I_os，即I_b+与I_b–之差。R6和R7的阻值取决于要丈量的电流巨细。

假如I_b的值在5 pA左右，则会用到大电阻，运用该电路将十分困难，或许需求运用其它技能，牵涉到I_b给低走漏电容（用于替代R_s）充电的速率。

当S1和S2闭合时，I_os仍会流入100 Ω电阻，导致V_os差错，但在核算时一般能够疏忽它，除非I_os足够大，发作的差错大于实测V_os的1%。

运算扩大器的开环直流增益或许十分高，10⁷以上的增益也并非稀有，但250,000到2,000,000的增益更为常见。直流增益的丈量办法是经过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改动必定的量（图4中为1 V，但假如器材选用足够大的电源供电，能够规定为10 V）。假如R5处于+1 V，若要使辅佐扩大器的输入坚持在0邻近不变，DUT输出有必要变为–1 V。

TP1的电压改动衰减1000:1后输入DUT，导致输出改动1 V，由此很简略核算增益(= 1000 × 1 V/TP1)。

为了丈量开环沟通增益，需求在DUT输入端注入一个所需频率的小沟通信号，并丈量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，辅佐扩大器持续使DUT输出端的均匀直流电平坚持安稳。

图5中，沟通信号经过10,000:1的衰减器施加于DUT输入端。关于开环增益或许挨近直流值的低频丈量，有必要运用如此大的衰减值。（例如，在增益为1,000,000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于扩大器输入端，扩大器则企图供给100 V rms输出，导致扩大器饱满。）因而，沟通丈量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需求低频增益数据时，应十分当心地运用较低的输入起伏进行丈量。所示的简略衰减器只能在100 kHz以下的频率作业，即便当心处理了杂散电容也不能超越该频率。假如涉及到更高的频率，则需求运用更杂乱的电路。

运算扩大器的共模按捺比(CMRR)指共模电压改动导致的失调电压视在改动与所施加的共模电压改动之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会下降。

测验电路十分合适丈量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，避免低电平效应损坏丈量，而是改动电源电压（相关于输入的同一方向，即共模方向），电路其余部分则坚持不变。

在图6所示电路中，在TP1丈量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），并且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的改动对应于1 V的共模电压改动，因而直流CMRR为失调电压与1 V之比。

CMRR衡量失调电压相关于共模电压的改动，总电源电压则坚持不变。电源按捺比(PSRR)则相反，它是指失调电压的改动与总电源电压的改动之比，共模电压坚持中心电源电压不变（图7）。

所用的电路完全相同，不同之处在于总电源电压发作改动，而共模电平坚持不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压依然坚持中心电源电压。核算办法也相同(1000 × TP1/1 V)。

为了丈量沟通CMRR和PSRR，需求用电压来调制电源电压，如图8和图9所示。DUT持续在直流开环下作业，但切当的增益由沟通负反应决议（图中为100倍）。

为了丈量沟通CMRR，运用起伏为1 V峰值的沟通电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因而实践的电源电压为安稳的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包含一个在TP2丈量的沟通电压。

假如TP2的沟通电压具有x V峰值的起伏（2x V峰峰值），则折合到DUT输入端（即扩大100倍沟通增益之前）的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值。

沟通PSRR的丈量办法是将沟通电压施加于相位相差180°的正负电源，然后调制电源电压的起伏（本例中相同是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压依然坚持安稳的直流电压。核算办法与上一参数的核算办法十分类似。

总结

当然，运算扩大器还有许多其它参数或许需求丈量，并且还有多种其它办法能够丈量上述参数，但正如本文所示，最根本的直流和沟通参数能够运用易于构建、易于了解、毫无问题的简略根本电路进行牢靠丈量。