改善峰值电流形式操控

最糟糕的规划方案一般会在最低输入电压下发生最大输出功率。而在现实情况中，高输入线路的最大功率可能是最低输入线路电压所运送功率的两倍。这会迫使电源规划人员有必要对功率级进行过量规划。本文将讨论输入功率添加的原因以及下降办法。此外，还将介绍一种可提高峰值电流形式操控功能的立异办法。

反向转化器变压器基本上由两个耦合电感器组成。当主开关接通期间，电能被储存在主耦合电感器中。因为变压器具有一次绕组和二次绕组装备，因此当主开关接通时，输出二极管 (D1) 会被反向偏置（图1a–1b）。当主开关断开时，会将储存在主耦合电感器中的电能传送到输出耦合电感器中，作为驱动负载的能量。反向变压器能对输出电压进行升压或降压转化，并供给输入到输出的阻隔。

图1.1a) 主耦合电感器中存储的电能；1b)电能传送至二次绕组

峰值电流形式控制
出于对本钱和精约性的考虑，反向转化器通用选用峰值电流形式控制，因此不能直接丈量输出电流。当反向转化器呈现过载毛病时，输出电压就会下降。这样，反应补偿电压就会升高至脉宽调制 (PWM) 操控器限流阀值之上，并且 PWM 会在逐脉冲过限流约束 (pulse-by-pulse current limit) 形式下运转，这时反应电压不再操控 PWM 占空比。当峰值主电流超越 PWM 操控器限流比较器电压参阅值 (V_CS) 时，停止占空比。

峰值电流形式控制面对的应战
当操控器处于逐脉冲过限流约束形式下时，主开关无法即时封闭。在 PWM 和功率级内存在传达推迟，其间包含操控器的前沿消隐 (LEB)，在限流比较器、逻辑电路、栅极驱动器中的传达推迟，以及功率 MOSFET 的封闭推迟。传达推迟会导致峰值主电流因过冲而高于预期值。

方程式 1核算实践峰值主电流：

(1)

核算出峰值主电流后，咱们可用方程式2来核算输入功率：

(2)

这些传达推迟能够长达数百纳秒。咱们能运用方程式3来核算主电流的斜率，其间 V_IN为整流直流线路电压，L_P为变压器的初级电感，dt为总传达推迟。

(3)

若传达推迟 (方程式 3中的 dt)坚持不变，那么当 V_IN增大时，主电流斜率也会相应增大。因为存在传达推迟，最大 V_IN下的峰值电流会因过冲而高于最小 V_IN下的峰值电流（图2）。

图2.传达推迟与 V_IN的联系

结果是输入和输出功率跟着输入线路电压的增大而增大。可举例说明这一问题。峰值主电流（方程式4）能依据如下体系要求得出：

(4)

关于峰值电流形式操控，咱们能在核算峰值电流后确认电流感应电阻值巨细（方程式5）。

(5)

V_CS为 PWM 限流比较器电压参阅 (0.5V)。最小输入电压下的峰值电流过冲是：

在最大输入线路电压下，峰值电流是（方程式6）：

(6)