为了提高通讯体系的频谱利用率，为用户供给快速的数据传输和多媒体数据业务，现在的通讯体系选用宽带的数字调制技能如BPSK、QPSK、QAM等，其峰均比都比较高，这就需求发射机通道要运用高线性扩大器，一般为满意线性目标运用AB类功放，但其功率极低不满意节能要求。跟着线性化技能的开展：前馈技能、模仿预失真和数字预失真，跟着技能的开展和精力的投入数字预失真技能也逐步老练并广泛应用，这样就有待于高功率功放的呈现。进步功率的办法有小回退 AB类功放、Doherty技能、Cheric技能、EER技能等其间Doherty完结最为简略，便于出产。
但跟着通讯技能的开展，功率回退值越来越来，传统的Doherty功率扩大器已逐步无法满意未来更高速无线通讯体系顶峰均比的要求。为了改善 Doherty结构满意如今需求，本文中就规划了一种可以自适应调理输入功率分配的Doherty结构，并对非对称输出对Doherty的影响做了详细剖析。
1 非对称Doherty结构
1.1 非对称Doherty的分类
相关于经典Doherty电路的对称功放管的结构非对称Doherty的含义包含：非对称功率输入，非对称晶体管，非对称漏极供电等。非对称饱满点，又称非对称功率输出，即主功放和辅佐功放饱满输出功率不等。因为经典Doherty功率扩大器主功放到达功率饱满时，辅佐功放仍未能到达功率饱满，即辅佐功放输出功率相对主功放输出功率低，所以一般选用辅佐功放饱满输出功率大于主功放饱满输出功率的办法。非对称饱满点一般与非对称功率输入一起运用，确保电路得到较高的功率。别的，非对称饱满点Doherty功率扩大器还可以适应于不同峰均功率比的信号。依据信号峰均功率比的巨细，经过挑选适宜的输入功率和饱满功率比值α，可以使得功率扩大器在回退信号峰均功率比值时正好到达主功放电压饱满点，即第一次功率最高点，然后取得较高的功率主功放到达功率饱满时，辅佐功放漏极电流小于主功放的漏极电流，导致辅佐功放终究输出功率偏小。所以在实践完结非对称Doherty功放时，功率比值的取值比理论核算值偏小。
1.2 非对称功率输入对Doherty的影响
本节选用飞思卡尔公司的LDMOS晶体管MRF6S27015N进行仿真并对不同功率分配比PAE，IMD3的影响来进行仿真研讨，规划进程扼要介绍如下：1）依据芯片Datasheet和关于芯片模型仿真成果的归纳剖析得到该功放管作业在AB类时，栅极电压（VGS）2.63 V，静态电流311 mA;2）作业在C类时，栅极电压为1.55V，无静态电流。一起漏极电压都为28V;3）Loadpull和Sourcepull测出功放管的输出和输入阻抗;4）运用simth原图进行输入输出网络匹配，匹配完结后用实践微带线替换并进行屡次仿真确认微带的实践的详细长宽;5）参加直流偏置电路后单管仿真;6）调试两路Doherty电路并改动输入功率分配比得到如下成果：
1）低功率状况：
当输入低功率时，峰值功率扩大器（辅佐功放）截止只要载波功率扩大器作业，此刻设置载波功率扩大器和峰值功率扩大器的输入功率分配份额为 1：1，2：1，3：1，4：1和5：1，对其进行功率和三阶交调别离仿真，得到功率附加功率（PAE）和三阶交调（IMD3）特性随输出功率和功率分配比的改动曲线。从图一可以看出当功率分配比为1：1时功率分配对Doherty结构全体的PAE影响很小，且遍及大于功率分配比是1：1时。功率附加功率跟着输出功率增大而增大，当到达峰值后，功率分配功率不再添加而乃至呈下降趋势。这是因为载波扩大器作业在AB类，其理论最大功率为78.5%，但实践中不可能到达。所以在本例中，载波扩大器到达峰值附加功率52.5%（功率分配比5：1）后就不在添加。此外从曲线中还可以看出功率分配比大于1：1是扩大器到达最大PAE是的输出功率根本相同。在PAE曲线结尾，不同的功率分配比在具有相同的功率输出时对应的功率附加功率不同，份额越大从峰值点出曲线下降的就越快，而在1：1时PAE曲线一向坚持上升的态势，一向到最大输出。功率分配比为2：1时，在到达相同较大输出的时分扩大器依然坚持了较高的功率附加功率。
输入分配比不只会影响扩大器的功率附加功率，还会对交调特性产生影响。在不同功率分配比下三阶交调随输入功率的改动如图2所示。在输入功率很低时，大于 1：1的功率分配比状况下的三阶交调特性要好于1：1的状况，但跟着输入功率的增大，三阶交调特性也在变坏。功率分配比大于1：1时，三阶交调上升的速度比1：1时要快，终究的三阶交调特性会比功率分配比是1：1时要恶化7 dB左右。这种状况是因为功率分配比越高，分给载波扩大器的功率越大，一起，载波扩大器的输出功率也就越高。输入功率的加大会使扩大器的非线性效应增强，直观体现便是三阶交调特性的快速恶化。但在功率分配比为2：1时，三阶交调特性一向坚持着一个相对较低的水平，从这个方面看，关于实践的Doher ty结构扩大器来说，存在一个最佳的功率分配份额，使得在峰值扩大器未敞开前有最佳的交调特性。由PAE特性随输入功率的改动图中可以得到，当功率分配比为2：1时，扩大器的功率附加功率会有最佳体现，在到达峰值功率附加功率后，依然可以坚持该峰值功率后输出更大功率。从上面的剖析可以看出，关于运用 Doherty结构的扩大器，在峰值扩大器未敞开前，恰当调整载波扩大器和峰值扩大器的输入功率分配比，可以得到较好的功率附加功率和三阶交调特性。
2）中功率状况：
中功率状况是载波扩大器与峰值扩大器都处于作业状况，载波扩大器电压输出到达饱满状况，峰值扩大器敞开。可是此刻峰值扩大器还没到达饱满状况所以分给峰值扩大器更多功率可以进步PAE。将Doherty中载波扩大器和峰值扩大器的输入功率分配设置为1：1，1：2，2：3，3：4，经过仿真后得到不同输入功率分配下的功率附加功率（PAE）对输出功率改动的曲线如图3所示。
从图3可以看出，在为彻底饱满状况是，给峰值功放分配的功率并没有显着进步全体的PAE，方等值扩大器峰值扩大器风道的功率较高时因为输出电流较小不能对载波扩大器进行满足的负载调制，使得载波扩大器没有输出更大的电流不能进步功率附加功率，乃至会因为分给载波扩大器的功率很少时功率反而会下降这也说明晰负载牵引在Doherty结构中的关键效果。当峰值功率扩大器岁输入功率添加而输出更多电流后，对载波扩大器的负载调制更深，使载波扩大器在电压饱满的状况下可以输出更多的电流给负载，因而进步了全体结构的功率附加功率。由图中可以看出当输入功率分配比（1：2，2：3，3：4）高于1：1时，在饱满输出时的功率附加功率会更高大于等公分的状况。而且，向峰值扩大器分配的的输入功率越高饱满状况下的功率附加功率也就越高。
当载波扩大器和峰值扩大器一起作业时，输入功率分配比对三阶交调（IMD3）的影响可以从图四得出。图四的K值代指载波扩大器和峰值扩大器的输入功率分配份额，别离为1：1、2：1、3：1、4：1、5：1。比值越高，代表分给载波扩大器的功率越多，三阶交调特性就越好。这种现象是因为载波扩大器作业在线性度较好但功率不高的AB类，而峰值扩大器作业在线性度欠好但功率较高的C类，分给作业在C类的峰值扩大器越多的输入功率，三阶交调特性就越差。可是如若给载波扩大器分配了过多了输入功率，势必会导致峰值扩大器因为得不到满足的输入功率而不能输出较大的电流来调制载波扩大器，使得对载波扩大器的调制不彻底使载波扩大器达不到电流饱满，降低了全体的功率附加功率。若分给峰值扩大器过多的功率，那么因为C类扩大器的线性度太差，严峻恶化全体结构的线性度。从图四也能看出，在载波扩大器和峰值扩大器功率分配比为1：1的状况下要比功率分配比为5：1的状况恶化挨近5 dB。别的因为在中功率状况剖析时现已能看出当到达饱满时的大功率状况下的状况故此不再剖析。
2 非对称Doherty规划
2.1 非对称输入Doherty
由上节剖析可知非对称功率输入的Doherty相关于主/辅功放功率分配比1：1的状况对功率以及其他特点上有较为显着的优势，可是在不同的输入功率状况下对整功放体系的影响有好有坏有高有低，在输出40 dBm时，漏极功率超越3%，再往后的跟着主/辅功率分配比的添加，漏极功率简直不变，因为主功放的作业状况决议了主功放的最高功率，因而在小功率状况下，全体功率并不会跟着分配比的增大而一向进步，结合经典Doherty功率扩大器的原理剖析可知，在小信号状况下只要主功放作业，只要当输入功率到达必定值后，辅佐功放才开端作业而此刻主功放处于电压饱满状况，一起辅佐功放不能输出其最大功率，此刻主、辅佐功放的负载阻抗不能到达彻底调制。因而，在小功率状况下，经典Doherty功率扩大器中按1：1份额分配给辅佐功放的输入功率并没有被扩大，辅佐功放并不会给负载阻抗供给输出功率。一起，当主功放进入电压饱满状况后，应当削减对主功放的输入功率，而增大辅佐功放的输入功率，这样将进步Doherty功率扩大器的功率。这样就存在一个问题，要想在小功率状况下进入主功放的功率多，在大功率状况下进入辅佐功放的功率多，Doherty功率扩大器输入端的功分器有必要能动态控制主、辅佐功放的输入功分比。而关于经典功分器来说，功分比一旦确认之后就不能再改动，这样就不能动态控制主、辅佐功放的输入功率分配比。
2010年Jungioom Kim提出并规划了一款Doherty功率扩大器，其可以完结对输入功率分配比的动态控制，在7.5 dB处的漏极功率可以到达51.27%，其电路结构图如图五所示，在这个结构中起到动态分配功率的是长度为L的50欧姆offset line，在1 dB紧缩点处50欧姆的offset line对两路功放的输入阻抗没有影响，因而可以确保功率分配比为1：1，在小功率状况下，辅佐功放处于截止状况，输入阻抗是一个相当大的值，而辅佐功放的输入阻抗值跟1 dB紧缩点一向，经过调理offset line的长度来完结想要的功率分配比。
2.2 非对称可变功率输入的Doherty扩大器规划
依据规划要求规划的详细参数如下作业在2.5—2.7 GHz频段，增益15 dB左右，增益平整度小于1.5 dB，输出信号回退：约6 dB，均匀出版功率：40 dBm，漏极功率大于45%，三阶交调系数（IMD3）小于-2.8 V。
首要依据规划目标要求确认功放管挑选Freescale公司出产的LDMOS晶体管MRD6S27015N。其单管峰值输出到达43 dBm，作业电压28 V。而且其具有成本低、工艺老练、增益高、高输出功率等长处，其缺陷是频率低、线性度差。运用ADS2009软件进行规划，器材模型从官网下载。介质基片的挑选也直接决议了微带线物理特征，越厚的板材在完结相同的阻抗条件下，线宽越大然后导致电路体积越大，过薄的板材形变比较严峻。终究挑选罗杰斯 4350B作为介质基片，其主要参数相对介电常数为3.66，基片厚度为30 mil，金属层厚度为35μm。
详细规划进程好像经典Doherty电路规划的一般办法：1）单管静态作业点确认和稳定性测验;2）Loadpull和Sourcepull测出单管输入输出阻抗;3）偏执电路规划以及输入输出匹配网络电路规划;4）单管调制与仿真;5）Doherty结构建立与调试;6）整机仿真测验;7）地图规划与仿真优化。详细进程不逐个胪陈。
3 Offset line长度确认
可变功率分配的Doherty功率扩大器在输入功率分配电路上与经典结构不同，这种功率分配起决议效果的是一段长为L的50欧姆微带线，同过改动他的长度可以到达动态控制输入功率分配比的效果如图六所示为运用MRF6S27015N晶体管仿真时L长度对功率分配比的影响示意图，由图可知输入功率分配比跟着 offset line长度改动而改动，在饱满输出功率点出的功率分配比挨近1：1，经过对offset line长度的优化，归纳考虑功率扩大器输出功率，功率与线性度，终究确认offset line产度为16.8 mm。
确认完offset line长度后进行建立Doherty功率扩大器的原理图，经重复优化仿真后完结规划，经测验剖析后规划完结的Doherty功率扩大器什物如图七所示，在测验进程中主，辅功放漏极点呀均为28 V，主功放栅极电压为2.85 V，此刻漏极电流为160 mA，处于AB类偏置，辅佐功放栅极电压设定为晶体管敞开电压2.0 V。
经测验功率扩大器的小信号增益约为14 dB，测验成果与仿真相差不大，与仿真比较较小信号增益比仿真数据小了约1个dB，饱满点输出功率与仿真根本契合约为46 dBm左右，在功率回退点邻近的漏极功率比仿真时略有下降，功率到达44%。测验成果表明，在6 dB功率回退点上整个频段范围内漏极功率约为43%。契合目标要求，至此规划完结。
4 定论
经过对非对称输入Doherty的研讨发现其对功率扩大器的的功率和增益的影响依据前人研讨规划了一款便于依据要求对输入功率比进行更改的Doherty功率扩大器，经实测其可有用的优化功放功能。
