跟着能源危机、资源干涸以及大气污染等损害的加重，我国已将新能源轿车确立为战略性新兴产业，车载充电器作为电动轿车的重要组成部分，其研讨兼具理论研讨价值和重要的工程使用价值。选用前级 AC/DC 和后级 DC/DC 相结合的车载充电器结构框图如图1 所示。
当车载充电器接入电网时，会发生必定的谐波，污染电网，一起影响用电设备的作业安稳性。为了约束谐波量，世界电工委员会拟定了用电设备谐波约束规范 IEC61000-3-2，我国也发布了国标GB/T17625。为了契合上述规范，车载充电器有必要进行功率因数校对（PFC）。 PFC AC/DC 变换器一方面为后级 DC/DC 体系供电，另一方面为辅佐电源供电，其规划的好坏直接影响车载充电器功用。
图1 电动轿车车载充电器结构框图
鉴于纯电动轿车车载充电器对体积、谐波有着严苛的要求，本规划选用有源功率因数校对（APFC） 技能。APFC 有多种拓扑结构，因为升压式拓扑具有驱动电路简略、PF 值高和具有专门操控芯片的长处，选取Boost拓扑结构的主电路。考虑各种根本操控方法，选取了具有谐波失真小、对噪声不灵敏和开关频率固定技能优势的均匀电流操控方法。
本文针对功率为2 kW 的纯电动轿车车载充电器，考虑谐波含量、体积及抗干扰功用等方面的规划需求，要点研讨 PFC AC/DC 变换器，包括体系主电路和操控电路规划，并在上述研讨的基础上，展开体系仿真和试验测验验证研讨，电路图见图2。
图2 Boost PFC AC/DC 变换器电路原理图
1 Boost PFC AC/DC 变换器
本文针对功率为2 kW 的车载充电器PFC AC/DC 变换器，选用根据 Boost拓扑 的主电路结构，以及接连形式下的均匀电流操控操控战略。主电路由整流电路和Boost升压电路构成；操控电路选用电流内环、电压外环的双闭环操控方法，原理框图见图3 。
图3 主电路和操控电路原理框图
2 PFC AC/DC 变换器主电路规划
PFC AC/DC 变换器主电路由输出滤波电容、开关器材、升压电感等器材构成， 其参数规划如下。
2.1 输出滤波电容
输出滤波电容可滤除由开关动作形成的输出电压纹波，一起可以保持输出电压在必定规模内，选取的器材需较好地完成以上两个功用。
2.1.1 考虑输出纹波电压
式中：Co为输出滤波电容，Pout为主电路输出功率，fin为电网输入电压频率，△Vout为主电路输出纹波电压峰峰值，Vout为主电路输出电压。
2.1.2 考虑电压保持时刻
式中：△t 为主电路输出电压由Vout降到Vout（min）的时刻。
据核算成果，选取3 个220 μF/400 V、1 个330 μF/400 V 电解电容并联。
2.2 开关器材
功率管开关器材的挑选首要考虑以下参数：耐压值、通态电流值以及功率管开关频率。在高开关频率场合，常选取MOS 管，但单个MOS 管通态电流较小，为了添加通流才能，本体系选用两个MOS 管并联。选取器材时，流过MOS 管电流取2 倍裕量，MOS 管两头电压取1.2 倍裕量。为了添加通流才能，选取两只IPA60R165CP（650 V，21 A） 并联。
2.3 升压电感
升压电感的规划思路为：首要核算电感量，然后挑选适宜的磁芯资料，最终结合磁路饱满对电感量的影响，选取适宜的电感量及资料。
电感量的核算公式为：
式中：Vin为主电路输入电压，f 为开关频率，Lmin为电感量最小值，△Ilmax为电感电流纹波最大值。升压电感最小取值随之确认，为108 μH。
确认电感量后，需选取适宜的磁芯资料。APFC 电路的升压电感磁芯资料有：磁粉芯、铁氧体磁芯和有隙非晶/微晶合金磁芯等。归纳剖析，考虑铁硅铝磁粉芯的磁通密度（BS ）高、体积小且不必开气隙的长处，挑选铁硅铝磁粉芯作为磁芯资料。
当主电路电流很大时，电感会呈现直流偏置，导致磁路饱满。电流越大，磁路饱满程度越大。故挑选电感磁芯时，需考虑磁路饱满的问题。归纳考虑，选取型号为KS184060A 的铁硅铝磁芯60匝，当磁路饱满程度最大时，电感量仍为110 μH，略大于108 μH。
3 PFC AC/DC 变换器操控电路规划
操控电路选用双闭环结构：外环为电压环，内环为电流环，电流环操控主电路输入电流盯梢参阅电流，完成功率因数校对。电压环的输出电压与输出参阅电压经电压差错放大器比较后的输出信号与前馈电压和输入电压经过乘法器运算，得到电流环的输入参阅电流。经过电流环的调理，发生主电路开关管通断的驱动信号，完成体系功率因数校对且输出安稳的直流电压。乘法器的效果首要为信号相乘，此处，本文要点研讨电压环和电流环的规划。
3.1 电压环规划
电压环的效果之一是将输出电压的改变反馈给电流环；效果之二是将二次谐波电压衰减到指定水平，以下降输入电流的畸变。别的，因为输出电容的充、放电，输出纹波电压滞后输入电压，故电压环的规划需要统筹考虑有满意的相移，以保证输出电压纹波与输入电压同相位。综上可知，需设置合理的补偿电路，使得电压环可以满意上述条件。
无补偿时， 电压环开环传递函数表达式为：
式中：Pin为输入功率，△V 为电压差错放大器输出电压规模。电压开环传递函数的伯德图如图4 中H 曲线所示，二次谐波得不到衰减，导致输入电流畸变变大，故需设置一个极点，使纹波电压得到较好的衰减，一起将纹波电压超前移相90°。
规划的补偿电路传递函数为：
归纳考虑，装备极点频率等于穿越频率。此刻，相位裕度为45°，体系安稳性较好， 且二次谐波得到了较大的衰减。参加补偿后的电压环传递函数的伯德图如图4中N 曲线所示，二次谐波取得了较大的衰减，且纹波电压超前相移90°。
图4 补偿前、后的电压环传递函数的伯德图
3.2 电流环规划
电流环的效果是调理主电路输入电流，使之盯梢主电路输入电压，完成高PF 操控。电流环的规划思路是经过补偿电路的合理规划，添加其响应速度，一起保证体系的安稳运转。
无补偿电路时，电流环由PWM 比较器和功率级组成，开环传递函数表达式为：
电流开环传递函数的伯德图如图5 中H 曲线所示，电流环带宽很窄，且高频噪声得不到很好的按捺。为此，经过低频处设置零点，进步低频增益，添加带宽；一起，在高频处设置极点，按捺开关噪音。规划的补偿电路开环传递函数为：
为此，选取适宜的截止频率，设定零点频率以及极点频率，使体系的相位裕度在45°以上，一起统筹使电流环满意高增益和大带宽规划需求。设定截止频率为 6.65 kHz ，零点频率为4.5 kHz ，极点频率为46 kHz ，相位裕度为48°，参加补偿电路后电流环传递函数的伯德图如图5 中N 曲线所示，参加补偿后的电流环在低频处，体系带宽较大；在高频处，开关噪声取得了较好的衰减；此外，体系相位裕度超越45°，可以完成体系的安稳运转。
图5 补偿前、后电流环传递函数的伯德图
4 体系仿真和试验测验
根据Saber 仿真软件对体系进行仿真研讨，Boost PFC AC/DC 变换器首要参数为：电感L=500 μH，输出%&&&&&%Co=990 μH，开关频率fs=133 kHz ，电网频率fin=50 Hz ，R16=510 kΩ，R17=10 kΩ，R4=160 Ω，R5=0.01 Ω，其他参数经过前述的规划流程取得。在输入电压有效值为140 V和220 V 时，分别对体系仿真和试验测验，仿真成果如图6 所示，试验测验波形如图7 所示。
图6 输入电压、电流和输出电压动态
图7 Boost PFC AC/DC 变换器实测动态
体系仿真和实研测验成果表明：规划的Boost PFC AC/DC 变换器可以在宽的输入电压规模内取得安稳的直流输出电压，同
