工业电机驱动的整个市场趋势是对更高功率以及牢靠性和安稳性的要求不断提高。有关添加绝缘栅极双极性晶体管（IGBT）导通损耗的一些权衡取舍是：更高的 短路电流电平、更小的芯片尺度，以及更低的热容量和短路耐受时刻。这凸显了栅极驱动器电路以及过流检测 和维护功用的重要性。以下内容评论了现代工业电机驱动中成功牢靠地完结短路维护的问题，一起供给三相电机操控运用中隔绝式栅极驱动器的试验性示例。
工业环境中的短路有哪些？
工业电机驱动器的作业环境相对恶劣，或许呈现高温、沟通线 路瞬变、机械过载、接线过错以及其它突发状况。其间有些事 件或许会导致较大的过流流入电机驱动器的功率电路中。图1显 示了三种典型的短路事情。
图1. 工业电机驱动中的典型短路事情
它们是：
逆变器直通。这或许是因为不正确敞开其间一条逆变器桥臂 的两个IGBT所导致的，而这种状况又或许是因为遭受了电磁 搅扰或操控器毛病。它也或许是因为臂上的其间一个IGBT磨 损/毛病导致的，而正常的IGBT坚持开关动作。
相对相短路。这或许是因为功用下降、温度过高或过压事情 导致电机绕组之间产生绝缘击穿所引起的。
相线对地短路。这相同或许是因为功用下降、温度过高或过 压事情导致电机绕组和电机外壳之间产生绝缘击穿所引起的。
一般来说，电机可在相对较长的时刻内（毫秒到秒，详细取决于 电机尺度和类型）吸收极高的电流；可是，IGBT——工业电机驱 动逆变器级的首要部分——短路耐受时刻为微秒级。
IGBT短路耐受才能
IGBT短路耐受时刻与其跨导或增益以及IGBT芯片热容量有关。更 高的增益导致IGBT内的短路电流更高，因而明显增益较低的IGBT 具有较低的短路电平。可是，较高增益相同会导致较低的通态 导通损耗，因而有必要作出权衡取舍。1 IGBT技能的开展正在促进增 加短路电流电平，但下降短路耐受时刻这一趋势。此外，技能 的前进导致运用芯片尺度更小，2 缩小了模块尺度，但下降了热 容量，以致耐受时刻进一步缩短。别的，还与IGBT集电极-发射 极电压有很大联系，因而工业驱动趋向更高直流总线电压电平 的并行趋势进一步缩减了短路耐受时刻。曩昔，这一时刻规模 是10 μs，但近年来的趋势是在往5 μs3 以及某些条件下低至1 μs方 向开展。4 此外，不同器材的短路耐受时刻也有较大的不同，因 此关于IGBT维护电路而言，一般主张内建多于额定短路耐受时 间的额定裕量。
IGBT过流维护
不管出于财产损失仍是安全方面的考量，针对过流条件的IGBT 维护都是体系牢靠性的关键所在。IGBT并非是一种毛病安全元 件，它们若呈现毛病则或许导致直流总线电容爆破，并使整个驱动呈现毛病。5 过流维护一般经过电流丈量或去饱满检测来实 现。图2显现了这些技巧。关于电流丈量而言，逆变器臂和相位 输出都需求比方分流电阻等丈量器材，以便敷衍直通毛病和电 机绕组毛病。操控器和/或栅极驱动器中的快速履行跳变电路必 须及时关断IGBT，避免超出短路耐受时刻。这种办法的最大好 处是它要求在每个逆变器臂上各装备两个丈量器材，并装备一 切相关的信号调度和隔绝电路。只需在正直流总线线路和负直 流总线线路上添加分流电阻即可缓解这种状况。可是，在许多 状况下，驱动架构中要么存在臂分流电阻，要么存在相位分流 电阻，以便为电流操控环路服务，并供给电机过流维护；它们 相同或许用于IGBT过流维护——条件是信号调度的呼应时刻足 够快，能够在要求的短路耐受时刻内维护IGBT。
图2. IGBT过流维护技能示例
去饱满检测运用IGBT自身作为电流丈量元件。原理图中的二极 管保证IGBT集电极-发射极电压在导通期间仅遭到检测电路的监 控；正常作业时，集电极-发射极电压十分低（典型值为1 V至4 V）。 可是，假如产生短路事情，IGBT集电极电流上升到驱动IGBT退出 饱满区并进入线性作业区的电平。这导致集电极-发射极电压快 速升高。上述正常电压电平可用来表明存在短路，而去饱满跳 变阈值电平一般在7 V至9 V区域内。重要的是，去饱满还可表明 栅极-发射极电压过低，且IGBT未彻底驱动至饱满区。进行去饱 和检测布置时需细心，以防误触发。这特别或许产生在IGBT尚 未彻底进入饱满状况时，从IGBT关断状况转化到IGBT导通状况期 间。消隐时刻一般在敞开信号和去饱满检测激活时刻之间，以 避免误检。一般还会参加电流源充电电容或RC滤波器，以便在 检测机制中产生时刻短的时刻常数，过滤噪声拾取导致的滤波器 杂散跳变。挑选这些滤波器元件时，需在噪声抗扰度和IGBT短 路耐受时刻内作出反应这两者之间进行权衡。
检测到IGBT过流后，进一步的应战就是封闭处于不正常高电流 电平状况的IGBT。正常作业条件下，栅极驱动器规划为能够尽 或许快速地封闭IGBT，以便最大程度下降开关损耗。这是经过 较低的驱动器阻抗和栅极驱动电阻来完结的。假如针对过流条 件施加相同的栅极关断速率，则集电极-发射极的di/dt将会大很 多，因为在较短的时刻内电流改变较大。因为线焊和PCB走线 杂散电感导致的集电极-发射极电路寄生电感或许会使较大的过 压电平瞬间抵达IGBT（因为VLSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt）。因而，在去饱 和事情产生期间，关断IGBT时，供给阻抗较高的关断途径很重 要，这样能够下降di/dt以及全部具有潜在损坏性的过压电平。
除了体系毛病导致的短路，瞬时逆变器直通相同会产生在正常 作业条件下。此刻，IGBT导通要求IGBT驱动至饱满区域，在该区域中导通损耗最低。这一般意味着导通状况时的栅极-发射极电 压大于12 V。IGBT关断要求IGBT驱动至作业截止区域，以便在高 端IGBT导通时成功隔绝两头的反向高电压。原则上讲，能够通 过使IGBT栅极-发射极电压下降至0 V完结该方针。可是，有必要考 虑逆变器臂上低端晶体管导通时的副作用。导通时开关节点电 压的快速改变导致容性感应电流流过低端IGBT寄生密勒栅极-集 电极%&&&&&%（图3中的CGC）。该电流流过低端栅极驱动器（图3中的 ZDRIVER）关断阻抗，在低端IGBT栅极发射极点创造出一个瞬变电压 添加，如图所示。假如该电压上升至IGBT阈值电压VTH以上，则 会导致低端IGBT的时刻短导通，然后构成瞬态逆变器臂直通—— 因为两个IGBT都时刻短导通。这一般不会损坏IGBT，但却能添加功 耗，影响牢靠性。
图3. 密勒感应逆变器直通
一般来说，有两种办法能够处理逆变器IGBT的感应导通问 题——运用双极性电源和/或额定的米勒箝位。在栅极驱动器 隔绝端承受双极性电源的才能为感应电压瞬变供给了额定的裕 量。例如，–7.5 V负电源轨表明需求大于8.5 V的感应电压瞬变才 能感应杂散导通。 这足以避免杂散导通。另一种办法是在完结 关断转化后的一段时刻内下降栅极驱动器电路的关断阻抗。这 称为米勒箝位电路。容性电流现在流经较低阻抗的电路，随后 下降电压瞬变的起伏。针对导通与关断选用非对称栅极电阻， 便可为开关速率操控供给额定的灵活性。一切这些栅极驱动器 功用都对整个体系的牢靠性与功率有正面影响。
试验示例
试验设置选用三相逆变器，该逆变器由沟通市电经过半波整流器供电。尽管体系最高可选用800 V的直流总线电压，但本例中 的直流总线电压为320 V。正常作业时，0.5 HP感应电机由开环 V/Hz操控驱动。IGBT选用InternaTIonal RecTIfier供给的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF。操控器选用ADI的ADSP-CM408F Cortex®-M4F混合 信号处理器。运用隔绝式Σ-Δ AD7403调制器进行相位电流丈量， 运用ADuM4135完结隔绝式栅极驱动（它是一款磁性隔绝式栅极驱 动器产品，集成去饱满检测、米勒箝位和其它IGBT维护功用）。 在电机相位之间，或在电机相位和负直流总线之间手动开关短 路，进行短路测验。 本例中未测验短路至地。
操控器和电源板如图5所示。它们均为ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit®6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔绝式逆变器渠道。
图4. 试验设置
图5. ADI隔绝式逆变器渠道调配全功用IGBT栅极驱动器
试验硬件中，经过多种办法完结IGBT过流和短路维护。它们分 别是： 直流总线电流检测（逆变器直通毛病） ；电机相位电流检测（电机绕组毛病） ； 栅极驱动器去饱满检测（一切毛病）。
关于直流总线电流检测电路，有必要加一个小型滤波器，避免误 触发，因为直流总线电流因为潜在的高噪声电流而断续。选用 具有3 μs时刻常数的RC滤波器。检测到过流后，其他有关IGBT关 断的推迟是经过运算放大器、比较器、信号隔绝器、ADSP-CM408F 中的跳变呼应时刻，以及栅极驱动器传达推迟。这会额定增 加0.4 μs，使得毛病至关断的总时刻推迟为3.4 μs——远低于很 多IGBT的短路时刻常数。相似的时序相同适用于选用AD7403以 及ADSP-CM408F处理器上集成式过载检测sinc滤波器的电机相位 电流检测。选用时刻常数为3 μs左右的sinc滤波器可杰出运作。8 在这种状况下，其他体系推迟的原因仅会是跳变信号内部路由 至PWM单元以及存在栅极驱动器传达推迟，因为过载sinc滤波器 是处理器的内部元件。连同电流检测电路或快速数字滤波器的 反应时刻，不管运用何种办法，两种状况下的ADuM4135超短传达推迟对完结有用的快速过流维护十分重要。图6显现了硬件跳 变信号、PWM输出信号和其间一个逆变器臂的上方IGBT实践栅 极-发射极波形之间的推迟。图中能够看到，IGBT开端关断后的 总推迟约为100 ns。
图6. 过流关断时序推迟（通道1：栅极-发射极电压10 V/div；通道2：来自 操控器的PWM信号5 V/div；通道3：低电平有用跳变信号5 V/div；100 ns/div）
栅极驱动器去饱满检测比上文描绘的过流检测办法履行速度快 得多，且关于约束短路电流所答应上升的上限很重要，然后提 升了体系的全体安稳性，并超过了能够完结的水准，哪怕体系 带有快速过流维护功用。这显现在图7中。当产生毛病时，电 流快速上升——事实上，电流远高于图中所示，因为图中以带 宽约束20 A电流探针进行丈量，仅供参考。去饱满电压到达9 V 跳变电平，栅极驱动器开端关断。明显，短路的整个持续时刻 缺乏400 ns。电流的长尾表明下方IGBT反并联二极管中的续流导 致的感应电能。敞开时，去饱满电压的初始添加是杂散去饱满 检测电动势的一个比方，这是因为集电极-发射极电压瞬态所导 致。能够经过添加去饱满滤波器时刻常数，然后添加额定的消 隐时刻而消除。
图7. IGBT短路检测
图8. IGBT短路关断
图8显现了IGBT上的集电极-发射极电压。因为去饱满维护期 间，关断的阻抗较大，因而初始受控过冲约为320 VDC总线电压 以上80 V。电流在下流反并联二极管中活动，而电路寄生实践上 使得电压过冲略高，最高约为420 V。
图9. 敞开时的米勒箝位 通道1：栅极-发射极电压5 V/div；通道2：来自控 制器的PWM信号5 V/div；通道3：集电极-发射极电压100 V/div；200 ns/div
图9显现了正常作业时，米勒箝位避免逆变器直通的价值。
小结
跟着IGBT的短路耐受时刻下降至1 μs的水平，在极短的时刻内检 测并关断过流和短路正变得越来越重要。工业电机驱动的牢靠 性与IGBT维护电路有很大的联系。本文罗列了一些处理这个问 题的办法，并供给了试验成果，强调了安稳隔绝式栅极驱动器 %&&&&&% （比方ADI公司的ADuM4135）的价值。
