0 导言
现在并网逆变器市场上大多选用工频阻隔型并网逆变器，因为工频变压器会使体系功率变低、体积大、本钱高级缺陷，近年来，高频阻隔型并网逆变器也逐步成为研讨热门；可是逆变器的高频化会带来高电磁搅扰(EMI)和高开关损耗，一起考虑到光伏并网体系作为大功率体系的使用，因而移相全桥软开关变换器(FB-ZVZCS)很适用于光伏并网中的DC／DC环节。
现阶段，完成FB-ZVZCS的办法有许多，首要有滞后桥臂串堵塞二极管、原边串饱满电抗器，副边有源钳位等等；文献提出了一种副边无源钳位的ZVZCS变换器，本文结合光伏逆变器的特色并从电路结构简略、占空比丢掉小、副边整流二极管寄生振荡小、功率高的视点动身，选用无源钳位的ZVZCS变换器作为光伏升压移相全桥DC／DC变换器。
1 原理剖析及完成软开关的条件
1．1 原理剖析
图1为无源钳位的ZVZCS全桥变换器，该电路中超前桥臂经过并联在两个开关管V1和V3上电容的C1和C3来完成零电压开关。而完成滞后桥臂零电流开关，是在续流期间经过钳位电容Cc上的电压反射到漏感Lr上，使得原边电流敏捷下降来完成的。
为简化电路剖析，先作如下假定：一切元件都是抱负的；输出滤波电容很大，可近似为电压源，输出滤波电感很大，可近似为电流源；电容C1=C3=Cr，变压器匝数比为N1／N2=1／k，输入电压为Uin，输出电压为U0。在半个周期中，变换器一共有8种作业状况，各阶段首要波形如图2所示；
形式1[t0～t1]
t0时刻，V1注册，因为变压器漏感Lr的存在，原边电流不会产生骤变，V4零电流注册，如图2所示。电压Uin作用于漏感Lr，原边电流Ip为：
形式2[t1～t2]
t1时刻，整流二极管VD2、VD3反向关断，VD2、VD3两头的反压等于U0，无源钳位电路开端作业，经过Cc和D2给Cf充电，钳位电容Cc两头电压升高。这段时刻内有：
形式3[t2～t3]
t2时刻，二极管D2关断，整流二极管VD2和VD3接受nUin电压，原边电流nI0，在这段时刻内，变换器经变压器向负载供给能量，Cc上电压充至UCc(t2)=Uin-U0／2n并坚持不变。
形式4[t3～t4]
t3时刻，V1关断，因为并联C1，V1完成了ZVS关断，电容C1开端充电，C3开端放电。
形式5[t4～t5]
在t4时刻，钳位二极管D1开端作业，原边不足以向副边供给能量，Cc经过Lf、Cf、D1开端向负载供给能量，一起C1持续充电、C3放电至t5时刻。
形式6[t5～t6]
t5时刻，C3放电完毕，续流二极管D3开端导通，为V3完成零电压注册供给了条件。V4处于续流状况，此刻原边电流敏捷下降，负载电流首要由钳位电容Cc供给，流过Cc的电流增大，在t6时刻原边电流减小为零，此刻Cc的电流值到达最大。
形式7[t6～t6]
t6时刻，原边电流为零，负载电流悉数由钳位电容Cc供给，整流二极管两头接受的反压随钳位电容Cc的放电下降。
形式8[t7～t8]
t7时刻，钳位电容Cc中的能量被悉数开释，整流二极管VD1～VD4开端续流，变压器原边电流为零而且坚持。在t8时刻关断V4，完成了零电流关断并完毕前半个周期的换流；下一个时刻，V2零电流注册，开端进入下半个周期的循环，作业形式和上述剖析根本相同。
1．2 完成软开关的条件
1．2．1 超前臂实觋ZVS条件
为完成零电压开关，要求要有满足的能量来使得同一桥臂开关管两头并联的电容充、放电，然后让行将注册的开关管的反并联二极管天然导通。所以要完成超前桥臂的零电压开关，需求在开关管导通和关断之前将电容C1和C3上的电荷抽走。依据形式4可得到最小死区时刻。
Td>(C1+C2)Uin／2nI0 (3)
1．2．2 滞后臂完成ZCS条件
变压器漏感Lr的巨细是以能完成滞后桥臂ZCS为条件的，假定滞后臂开关管的注册时刻为ton，要完成ZCS需求(t1-t0)>>ton，则依据作业形式1可得：
Lr=Uint／Ip(t)≥Uin(t1-t0)／2nI0≥Uinton／2nI0 (4)
2 要害参数的规划
变换器选用了移相操控，超前臂两开关管互补180°导通，两开关管驱动信号之间设置必定死区，滞后臂设置与超前臂相同，只是在相位上有必定的滞后，滞后视点反映了有用占空比的巨细。规划过程如下：
(1)设置两对桥臂的死区时刻Td；
(2)设置占空比D，核算匝比k；
(3)依据式(1)算出谐振电感Lr，依据式(2)求出钳位电容Cc；
3 仿真研讨
为了查验上述剖析，选用matlab仿真软件对无源钳位的ZVZCS全桥变换器进行开环仿真(如图3所示)，依据以上剖析，规划电路参数为：输入电压Uin=36V，输出Uo=400V，输出功率Po=1000W，移相角30°，开关管频率fs=20kHz，输出滤波电容Cf=100 μF，输出滤波电感Lf=3mH，超前桥臂开关管并联电容C1=C3=0．2 μF，输入滤波电容Cin=1000μF，谐振电感Lr=0．36 μH，钳位%&&&&&%Cc=100nF，仿真成果如下：
图3为超前臂G1的管压降和驱动波形；在G1导通之前VDS1下降为零，在G1关断之前，VDS1坚持为零，因而超前臂完成了ZVS。图4为滞后臂G3的驱动电压和流过G3电流波形；在G3注册之前，Ip电流坚持为0，在G3关断之前Ip电流下降为0，滞后臂完成了ZCS。图5为变压器原、副边的电压波形；原边与副边的占空比存在差异，副边电压上升比原边电压上升稍微滞后，这是由变压器原边漏感Lr形成的；而在电压下降时副边电压也滞后于原边电压，这是由无源钳位电路所形成；整体来看，较传统的ZVS变换器器占空比丢掉有所减小。图6是副边整流二极管电压、电流波形，经过核算二极管电压尖峰理论值为535V，实践副边尖峰电压约540V，二极管电流尖峰理论值5．1A，实践电流尖峰5．4A较传统的ZVS变换器尖峰显着减小。图7是负载R输出电压、电流波形，由仿真图能够看出，输出电压终究稳定在400V左右，输出电流终究挨近2．5A，输出功率Po=1000W。
4 完毕语
本文结合光伏并网逆变器的特色介绍了一种无源钳位的ZVZCS变换器，此变换器较好地完成了超前臂的ZVS、滞后桥臂ZVS，降低了体系的损耗；且原副边占空比丢掉较传统的ZVS变换器有所减小，副边整流二极管的寄生振荡根本得到消除；规划了一套1kW的参数，经过matlab软件仿真开始验证了此变换器的正确性和可行性。
