1 导言
近年来，移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器因为它的显著特色已经在中大功率场合得到广泛的运用。而经过选用模仿芯片UC3895调理其两桥臂间对应开关的导通相位差，可完成其PWM模仿操控。近年来跟着微处理器价格不断下降和核算才能不断增强，选用数字操控已成为大中功率开关电源的发展趋势。移相全桥ZVSPWM变换器是一个脉动的非线性体系。非线性体系的数字操控是人们多年来研讨的抢手课题之一。为了完成其高操控功能，本文选用数字信号处理器(DSP)来操控上述变换器。首要树立移相全桥ZVSPWM变换器的准线性模型，然后在此模型的基础上运用极点装备自适应操控战略规划出数字操控体系。
2 移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器的准线性模型
用状况空间均匀法树立的DC/DC变换器线性小信号模型，描绘体系在额外作业点邻近的作业特性。可是，因为这种办法规则变换器的参数只能在额外作业点邻近改变，因而，关于作业在各种参数改变较大（如输入电压改变较大）的移相全桥变换器来说，这种建模办法明显不是很有用。为了战胜这一缺陷，文献[2]提出了准线性建模办法。准线性模型由安稳点模型和该安稳点下的小信号扰动模型两部分组成。安稳点模型描绘体系在特定输入电压和负载情况下的安稳特性，其安稳作业点是改变的；扰动模型描绘变换器在安稳点的暂态特性，它不是围绕着固定作业点作扰动得出的小信号模型，而是围绕着改变的作业点作扰动，且其变量比前者削减的小信号差分状况方程来描绘。
2.1 准线性小信号扰动模型
移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器主拓扑如图1所示。假如以移相全桥变换器的输出电感电流IL，输出电容电压Vc，输入电压Vin和占空比D为变量，对这4个变量加小信号扰动，就能得出准确的线性小信号模型。这个模型能够准确地描绘移相全桥变换器作业在固定作业点邻近的特性。而树立其准线性小信号扰动模型时，不是对一切4个变量都施加扰动，若挑选输入电压不作线性化扰动，则作线性化扰动的变量就只包含输出电感电流IL，输出电容电压Vc及占空比D，这样移相全桥变换器稳态作业点不再是固定的，而是跟着输入电压的改变而改变,然后，上述变量小信号扰动的巨细也应为变量瞬时值与其在相应的稳态作业点稳态值之差。图2是移相全桥变换器线性小信号电路模型[3]，（为有用占空比的总扰动量；为滤波电感电流改变引起的的改变量；为输入电压改变而引起的的改变量；是原边占空比的改变量）。
图1 移相全桥ZVS变换器的主电路
图2 移相全桥变换器的线性小信号电路模型
依据文献[3]树立线性小信号模型的办法，树立准线性小信号扰动模型，只需不考虑输入电压改变对有用占空比总扰动量的影响，就可得出其准线性小信号扰动模型，如图3所示。
依据图3可得出准线性小信号扰动模型的状况方程，即
（1）
式中：x(t)为状况变量，包含小信号滤波电感电流和小信号滤波电容电压两个状况变量，别离等于输出电感电流和输出电压与它们的设定值之差；D′为小信号占空比扰动输入；y(t)为输出变量；L为输出滤波电感量；C为输出滤波电容量；R为负载；Vin为输入电压；n为变压器副边与原边的匝数比；L1为谐振电感；fs为开关频率。
图3 移相全桥变换器的准线性小信号扰动模型
离散化后可得出其差分方程为
（2）
2.2 稳态作业点模型
一般，变换器的输出电感电流IL与输出电容电压Vc，随输入电压改变而改变，但在实践中，往往要求开关电源的输出电压维持在一个固定值。假定输出电容串联电阻很小，则输出电容电压就等于输出电压，这样，稳态作业点(Ucop，ILop，Dop)中的输出电容电压Ucop是一个常数，又因为变换器均匀电感电流等于负载电流，因而，取其参阅电感电流ILop等于负载电流，然后移相全桥变换器在安稳作业时的占空比，可表明为体系安稳点状况变量和体系输入电压的函数。移相全桥变换器作业进程中有占空比丢掉的问题，有用占空比Deff为变压器次级占空比，Deff和丢掉的占空比ΔD可别离表明为
Deff=
(3)
ΔD=
(4)
式中：T为开关周期。
所以操控用的原边占空比Dop可表明为有用占空比与丢掉的占空比之和，即Dop为
Dop=
（5）
它是跟着输入电压的改变而调整的，亦即此模型具有前馈操控的特色，对输入电压的扰动具有很强的抑制作用,能有用地确保了体系在大信号扰动下的安稳。
3 极点装备自适应数字操控
操控体系的动态呼应是由体系的极点决议的。移相全桥变换器因为本身的非线性特色，使它的动态特性往往很差，而且或许形成体系的不安稳，因而，需求经过极点装备反应作用使体系的极点装备到所期望的极点上，然后进步体系的动态特性和安稳度。操控办法是用状况变量IL和Uc同参阅值比较所得的差错乘以反应矩阵－l得到占空比的扰动值,即
D′=－lx l=〔l1－l2〕（6）
将式（6）代入式（2）得
x(k＋1)=(A－lB)x(k)（7）
然后体系得特征方程为
det[ZI－A＋lB]=0（8）
假定咱们依据电源的动态要求，获得了所期望的极点为a1和a2，则体系期望的特征方程为
Z2－(a1＋a2)Z＋a1a2=0（9）
经过比照式（8）和式（9），状况反应矩阵l很简略求出，这样就能够把极点装备到指定点上。可是，因为矩阵B是输入电压Vin的函数，相应的反应矩阵系数l也是输入电压的函数，它会跟着输入电压的改变而改变。因而，需求不断地依据输入电压的改变来调整反应矩阵系数l，以满足要求的动态呼应，这样就完成了自适应操控，然后进步了整个操控体系的操控功能。
4 操控算法的方框图及算法流程图
图4是用DSP完成移相全桥变换器数字操控的方框图。DSP的首要作用是依据输入电压，输出电感电流猜测值IL′和输出电容电压猜测值Vc′核算出变换器的占空比D，使全桥变换器的输出电压安稳在所要求的输出电压值。其核算方程式为
D=Dop＋[－l1 －l2]
（10）
式（10）归纳了本文所提出的根本操控思维。因为上述猜测估算是每2个采样周期更新一次操控量，因而占空比也是每2个周期更新一次。
图4 操控体系方框图
驱动信号算法流程图如图5所示,从这儿可看出依据准线性模型算出的占空比Dop是改变的，它决议了移相全桥变换器作业点的改变轨道，且操控算法能依据变换器的动态改变不断调整体系的反应矩阵系数l，以到达操控体系所要求的动态呼应。
图5 算法流程图
5 Matlab仿真成果
设定移相全桥变换器的各项仿真参数如下：
变压器副边与原边的匝数比n=1∶3；谐振电感L1=17μH；滤波%&&&&&%C=470μF；滤波电感L=360μH；开关频率fs=100kHz；Rd=4n2LRFs；开关周期Ts=10μs；输出电压为U=50V。在这儿设置期望装备的极点(Z域)为0.4＋0.5j和0.4－0.5j,但它纷歧定是最优化的极点。
为了测验这种操控战略的有用性，进行以下仿真。
1）在设定初始占空比D=0.28时，体系从初始
零状况到稳态时的输出电压仿真波形，如图6所示。
图6 初始状况到稳态进程的输出电压仿真波形
从图6中能够看出操控体系经过大约200μs就能到达安稳，超调量为6V，操控体系得动态呼应较快。
2）当输入电压由220V骤变为180V时，输出电压改变的仿真波形，如图7所示。从图7中能够看出，操控体系在输入电压骤变时，从一个安稳状况调整到另一个安稳状况需求大约3ms，输出电压的动摇很小，最大为0.12V。
图7 输入电压骤变时输出电压改变进程的仿真波形
3）当负载由5Ω骤变为10Ω时，输出电压改变的仿真波形，如图8所示。从图8中相同能够看出，操控体系在输出负载骤变时，从一个安稳状况调整到另一个安稳状况需求大约3ms，且输出电压的动摇很小,大约为0.2V。
图8 负载骤变时输出电压改变进程的仿真波形
从以上仿真波形能够看出，运用以上操控算法可使移相全桥变换器有较好的动态呼应和安稳性,而且操控算法简略，易于完成。
6 结语
本文介绍了移相全桥变换器选用准线性建模和极点装备自适应数字操控的操控思维。准线性模型能够很好地描绘体系在大扰动下的作业特性，极点装备自适应数字操控归纳了自适应操控和极点装备操控两者的长处，经过仿真证明了这种操控战略不光算法简略，完成简略，而且能够确保变换器在各安稳作业点都有很好的动态特性和安稳性。别的这种操控战略能够用TI公司的DSP作为主控芯片来完成其数字操控，使得操控体系有更高的安稳性、可靠性和更强的灵活性。
