1、 AB类功放驱动电路规划方针
在有用电路中，往往要求扩大电路的末级（即输出级）输出必定的功率，以驱动负载。能够向负载供给满足信号功率的扩大电路称为功率扩大电路，简称功放。经典功率扩大器有4种类型：A类，AB类，B类和C类，他们的首要不同在于偏置的状况不同。抱负的4类经典扩大器的最大功率的理论值与导通角的函数联系如图1所示。
A类功率扩大器的线性度好，功率传递才能差，功率最大值为50％，导通角为360°；B类功率扩大器经过削减一个周期中晶体管作业的时刻来进步功率（最好可达78.5％），坚持了完成线性调制的可能性，作业周期为半周期；C类功率扩大器供给了挨近100％的功率，但一起归一化的功率传递才能和功率增益都趋于零，线性度差；AB类扩大器的功率和线性度在A类和B类扩大器之间，其最大的特点是导通角的规模为180°～360°，相应的规划方针便是完成他在一个周期的50％和100％之间的某段时刻内导通的作业办法，关于单MOS管来说，便是使他的漏极有电流经过的时刻多于半个周期。
2、 功放驱动电路的详细规划和仿真
2.1 镜像电流偏置办法
在选用双电源供电的差分扩大电路中，两管的静态作业点电流直接由恒流源电路供给。对恒流源偏置电路的要求，除了供给安稳的静态作业点电流外，还应具有高的输出沟通电阻。镜像恒流源电路是现在使用最广的一种高安稳恒流源电路，他特别适合于用在集成电路中。图2便是选用镜像电流偏置办法完成的驱动电路结构图。
这个电路是由2特性能上严厉匹配的NMOS管和1个电阻、1个电感组成，IM1和IM2别离为电路中两个NMOS管M1和M2的漏极电流。M1管与M2管的衬底与源短接，不存在体效应。因为两个NMOS管宽长比彻底相同，因而，
改动VDD或R，IM1和IM2相应的也就随之改动。鉴于IM2犹如IM1的镜像，故将这种恒流源电路称为镜像恒流源电路。图中的C和L效果跟前面分压偏置办法中论说的相同。
当两管彻底对称时，温度的改变就不会引起IM1和IM2的改变，因而镜像恒流源电路是一种高热安稳的偏置电路。这一偏置办法还消除了与固定电压栅偏置有关的热漂移问题。
关于AB类功放，给定VDD为3 V，Vin为直流偏置2 V，振幅1 V，频率1 GHz的正弦波，选定R为800 Ω，C为0.5 pF，L为0.065 nH，M1和M2均为宽0.6μm，长0.18 μm的NMOS。从图3晶体管M2的漏极电流HSpice仿真波形图中能够看出Vg≥0.297 V的时长为0.69 ns，大于0.5 ns的半个周期时长，因而完成了AB类功放的驱动电路的要求，作业时刻大于半个周期。
2.2 分压偏置办法
分压式偏置电路，望文生义便是经过电阻的分压以给出所要到达的偏置电压的电路结构，如图4所示。
电路中的C为隔直电容，阻隔输入的信号中由各种原因引起的直流重量，确保电路特性不被意外的直流重量所影响。电路中的电源一般均经过扼流圈L对MOS管的漏极馈电，意图是尽量减小电路中不必要的直流功率损耗，进步功放的功率，在较低的电压下输出较大的功率。因而电路中将扼流电感L接于电源与M1的漏极之间，将DC功率送到MOS管的漏极。
电路中R3为源极电阻，其值很小，使得耗费在他上面的直流功耗也很小，以尽量减小电路中不必要的直流功率损耗，进步功放的功率。R1，R2别离称为上偏置电阻和下偏置电阻，他们的效果是将VDD进行分压，在MOS管栅极上发生栅极静态电压Vg，其值为：
分压式偏置电路不只能够有效地安稳静态作业点，并且关于换用不同晶体管时，因参数不一致而引起的静态作业点的改变。也相同具有主动调节效果。
关于AB类功放，给定VDD为3 V；Vin为直流偏置2 V，振幅1 V，频率1 GHz的正弦波，选定R1为2 kΩ，R2为1 kΩ，R3为10 Ω，C为5 pF，L为0.065 nH，M1为宽0.6 μm，长0.18 μm的NMOS，从给定的NMOS参数中可算出Vth0约为0.297 V。设置的电阻使得Vg环绕1 V左右上下摇摆，摆幅为1 V，即可使得晶体管M1作业时刻大于半个周期而小于整周期，从图5晶体管M1漏极电流HSpice仿真波形图中也能够看出其每周期的作业时刻为0.79 ns，大于半周期，完成了AB类功放的驱动要求。
2.3 栅极二极管偏置办法
如图6所示，这种电路是一种分压的特别结构，经过电阻、电感、二极管对VDD进行分压，在M1栅极上发生正的静态偏置电压，使每周期内Vg高于0.297 V的部分添加，这样就能够完成AB类功放驱动的偏压要求。
给定VDD为3 V，Vin为直流偏置2 V，振幅1 V，频率1 GHz的正弦波，选定C为15 pF，R为10 Ω，L1为0.065 nH，L2为2 nH，M1为宽0.6μm，长0.18 μm的NMOS。HSpice仿真得出1 ns内的作业时刻为0.75 ns，完成了AB类功放驱动电路的规划方针，每周期的作业时刻多于半个周期。
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