近年来，电子产品不断向小型化和便携式方向开展，需求低电压、低功耗的集成电路，以延伸电池的使用寿命。CMOS技能能够将包含数字电路和模仿电路的整个体系一起封装和制造在一个芯片上。因而，低电压、低功耗的要求，不仅是对数字集成电路，也相同针关于模仿集成电路。由于数字集成电路作业在开关状况，经过合理减小电路尺度，不难满意其要求。可是，关于模仿集成电路，由于场效应管的阈值电压（Vth）不随电源电压的下降而成份额地下降，假如选用低电压供电，将使输出规模大大减小，输出电流的信噪比（S/N）减小，共模抑制比（CMRR）下降等。本文首要评论CMOS低电压运算扩展器输入级所面对的问题和处理的办法。
轨至轨输出的差分输入扩展电路
一般，集成运算扩展器的差分输入级的阈值电压为1V，电源供应电压为3V，所以输入的共模电压规模就要小于2V，这么小的共模电压规模使得输出规模很小，约束了运算扩展器的使用。这个问题对低电压模仿电路的影响愈加杰出。为了扩展运放的线性输出规模，许多研讨者和模仿集成电路规划人员对此做了很多的研讨，提出了一种全新的集成运算扩展器的输入级电路，使输出规模为接近于正电压到负电压
（Rail-to-Rail）。该电路将一对N沟道差分输入绝缘栅场效应管和一对P沟道差分输入绝缘栅场效应管并联做为集成运放的差动输入，图1为该输入级的电路示意图。从图中能够得到，当共模输入VCM接近于电源负电压时，只需P沟道场效应管导通；当共模输入VCM接近于正电源电压时，只需N沟道场效应管导通；而当共模输入VCM在正电源电压和负电源电压之间时，两对MOS场效应管一起导通。因而，只需VCM设置在正负电源电压之内，至少有一对MOS场效应管导通。所以输入电路的操作规模提高到接近于从正电源电压到负电源电压的整个规模。
可是，差分扩展电路的电压扩展倍数和输出阻抗取决于该电路的互导gmT。能够看到，该电路的总互导是两对差分运放各自的互导之和，即
gmT=gmN+gmP=√2KNIN+√2KPIP （1）
其间，KN为NMOS差分输入的工艺参数、KP为PMOS差分输入的工艺参数。
由于gmT在整个差分输入操作规模内不相同，所以不可能得到相同的输出电压和输出阻抗。式1给出了差分输入的互导与两对MOS管的电流之间的联系。其间，假如KN和KP为常数，则gmT决定于IN和IP的平方根之和。假如能规划出两对MOS差分晶体管漏极电流的平方根之和为常数的恒流源电路，就能够得到安稳的输入差分电路的互导值，以完成安稳的电压扩展倍数和高输出阻抗值。
互导为安稳值的差分输入电路
由于MOS场效应管的互导与漏极电流的平方根成正比，如假定N沟道场效应管和P沟道场效应管在其工艺参数上很适宜，则KN＝KP＝K，所以式1可写为：
gmT＝√2k （√IN+√IP ） （2）
只需NMOS的差分电路电流IN和PMOS的差分电路电流IP的平方根之和为常数，则这个差分电路就完成了安稳互导gmT的宽输出规模、高输出阻抗、高安稳度的运算扩展器的差分电路。
图2是为完成互导为常数所装备的直流偏置电路的运算扩展器的差分输入扩展器，从图中能够得到：
√ISN+√ISP=√IO+√IO （3）
ISN＋ISP＝4αIo （4）
（-1≤α≤1）
所以，供应差分输入的恒流源ISP和ISN决定式3。这两个电流值由差分电路M5和M6和镜像电流源M1、M2、M3、M4操控。份额因子α决定于M5/M6的输入电压，即运算扩展器的共模电压。
该电路的首要缺陷是，假如假定KN＝KP，则电子和空穴迁移率的份额必需求满意必定的要求且为常数。只需这个条件建立，才能使NMOS晶体管和PMOS晶体管的（W/L）N/（W/L）P与迁移率μn和μp合作来满意KN＝KP的假定条件。可是这个条件在集成电路出产过程中是不可能到达。榜首，在不同的PMOS和NMOS工艺发生的电子、空穴的迁移率μn/μp大不相同；第二，即便在相同的MOS工艺中，迁移率也有30%的差错。因而，需求规划不同的偏置电路，使差分输入的互导为常数，而不依赖于KN等于KP这个条件。
互导为常数的差分输入电路
使用负反馈，对图2中电路进行改善的集成运放输入电路如图3所示。在这个电路中，KN不等于KP，P沟道差分输入直流偏置电流Ip是动态的，由P沟道场效应管Mp供给。由Mb、Mp和差分输入构成的镜像电流源由N沟道场效应管Mb操控，由于Mb的栅极电压是固定电压Vb，当Vin1和Vin2上升时，M3和M3a的源极电流增大，Mb的源极电流和漏极电流下降，这样Ip也随其下降。
定论
本文所供给的差分输入的办法虽处理了低电压CMOS运算扩展器输入级的互导为常数的问题，可是该办法还存在共模抑制比问题，还需求进一步的研讨和处理。
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