本文介绍了新款峰值电流型PWM操控芯片FAN6754A的作业特性和原理，剖析了反激式开关电源的规划原理以及作业进程。针对次级电路结构，规划了一种新式反激式开关稳压电源。侧重介绍了反激式开关电源的变压器规划进程，包含电感值的核算、磁芯的挑选、绕组匝数的确认以及气隙等。运用三端稳压器TL431合作FAN6754A完成了对电源电压的操控和稳压输出，选用光耦器材完成了输入/输出的阻隔和反应。并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流维护等维护措施。试验测验结果表明：所规划的电源功率挨近89%、稳压功用优秀、纹波小、电压调整率、负载调整率高级长处。
不管在本钱仍是在技能方面，反激式拓扑都已被证明是一种有用的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器顶用PWM功率转换来完成。这儿本文规划了一种选用FAN6754A操控芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新式反激式开关电源。
FAN6754A概述
FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包含电源适配器在内的反激式绿色PWM操控器，可满意现在苛刻的世界节能规范要求， FAN6754A可供给高发动电压，将轻负载下的能效?进步25%.内置8ms软发动电路可大大削减MOSFET发动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。 FAN6754A能下降EMI多达5-10dB的抖频功用，此外，FAN6754A加入了数项规划功用，能够下降整体功耗，例如专有绿色形式功用，供给关断时刻调制以接连减低轻负载条件下的开关频率。
FAN6754A内置了多种稳健、准确的维护功用，以维护电源避免毛病，彻底无需添加外部组件或电路，如过低电压维护、欠压确认(UVLO)、过压维护(OVP)、过载维护(OLP)和过温维护(OTP)、过流维护(OCP) 和过流约束(OCL)。VDD过压维护(OVP)功用可避免反应环路开环等反常状况形成的危害。当VDD因反常状况超越24V时，PWM输出将会关断。欠压确认(UVLO)电路有两个阈值，即导通和关断阈值，别离内固定为17V和10V.这儿的UVLO具有两段式的关断阈值，操控器的维护动作时，VDD电压下降到UVLO的关断阈值10V之下，PWM输出将被中止。但VDD此刻不会立刻从头上升，会继续下降到彻底关断电压点6.5V之后，VDD才会从头上升到发动电压点，PWM操控器便会从头输出脉冲，这种机制使电源在输出短路或开环等反常状况下，均匀输入功率能够被大大下降，不会产生电源过热的现象。不同于以往的PWM操控器，FAN6754A的HV4引脚还能履行AC欠压维护功用。选用一个快速二极管和发动电阻来对AC线电压进行采样(每180μS一次采样，脉宽20μS)，每一个采样周期峰值都被更新并存储在寄存器中，这个峰值可用于欠压和电流级约束调理。当HV引脚上的电压低于欠压电压时，PWM 输出关断。此外， HV 引脚能够进行限流值调整，缩小整个AC 电压规模上的过流维护容限。
反激式开关电源的规划
电源主电路选用单端反激式拓扑结构，开机后，220V市电经过EMI滤波器、整流桥BD和滤波电容后，转化为约310V的直流电;220V市电的经过发动电阻R7触发芯片内部的恒流源对VDD电容充电，当VDD到达导通门槛电压后，FAN6754A输出脉冲，电源开端作业，尔后芯片由辅佐绕组供电， 电压维持在17V左右。主开关管注册后，次级Q3 处于断态，原边N1绕组的电流线性添加，电感储能添加;开关管关断后，N1绕组的电流被堵截，变压器中的磁场能量经过副边绕组和Q3向输出端开释。 FAN6754A 8脚产生的PWM脉冲输出，推进开关管的导通和截止，经过高频变压器将电压输出到次级绕组上，高频方波脉冲电压再经整流滤波变成直流电压输出。反应绕组获得的输出电压经过火压、采样后输入差错放大器，与基准电压比较产生操控电压，即输出脉宽，完成了稳压效果.本文规划要求：输入沟通 90V~264V,一路为电源输出19V/3.42A,一路给PWM操控器供电17V/1.5mA;输出均无后级线性调整器，频率65kHz，跟着输入电压的改变能主动调理PWM输出来保证输出电压的安稳，总输出功率65W，功率为80%。规划如下图所示。
依据规划要求当HV 发动时输入直流电压典型值104V(相当于沟通80.6V)时电源起动， 驱动HV 电流为最小2.0mA,典型电流为3.5mA, 依据输入电压规模及HV 内阻为1.62K,考虑取裕量选定一个1N4007 和200K 高压电阻。别的，为统筹开机发动时刻和VDD 供电才能，选用了两个电解电容，中心用二极管离隔的供电线路，开机时， 市电经过HV 脚只对接近IC 的第一个电容充电，I C 快速发动后，二级管导通，两个电容一同给%&&&&&% 供电。电源正常形式开关频率为65KHz，在详细规划中选定Rt=5.6K，Ct=1nF。
反激变换器要求输入沟通电压为90V~264V能够正常运用，最大输入电压时加在变换器上的整流直流电压为：
此处MOSFET管接受的漏源间最大电压， Vds_max=Uinmax+nVo.假定n是4.5,Vo是19V,则Vds_max=373+4.5*19=458.5(V)， 因为还有漏感产生的尖峰电压存在，应留有必定裕量，取650V耐压的 MOSFET.MOSFET管选用规范为：在满意器材开关应力的前提下，驱动电路使输出的驱动波形具有峻峭的上升沿和下降沿，规划中选定MOSFET类型为：SPA07N65C3(漏源级电压650V， 漏极电流7A，导通电阻0.6Ω)。
因为变压器的绕制工艺引起的漏感以及负载的电理性引起的开关电压应力过大或许导致开关管的损坏，此处选用的是有瞬态电压抑制器与二极管串联构成的尖峰电压吸收网络，可有用避免功率MOSFET 管关断进程中接受的反压。D8 是类型P6 KE150A 的TVS(Transient Voltage Suppresser)， 钳位电压150V/耗散功率600W,D9 是BYV95C(1 A/1KV)具有软康复特性的二级管。开关管Vds 的最大钳位电压：Vds(clamp)=Vds_max+VD5=458.5+1 50=608.5(V)， 小于MOSFET 额定值650V.在此吸收网络与传统的RCD 吸收网络不同的是，在低压输入或轻载的状况下，开关管的Vds 电压不足以使其动作，这样削减了功率的损耗，提升了整机低压输入和轻载时的功率。
FAN6754A 具有开环维护(OLP)功用，在呈现开环或输出短路毛病时可保证体系的安全性。输入到SENSE6 脚的外部电阻值可转为电压值，与芯片内部构成电流内环操控。以电压反应环路的反应电压VFB 为参考值，一旦VFB 低于阈值电压，开关频率便会继续下降。现在大多数开关电源都选用离线式结构，一般从次级绕组回路中经过电阻分压取样，但因为反应不能直接从输出电压取样，没有阻隔故抗干扰才能差，不适合精度要求较高或负载改变规模较宽的场合，这儿选用可调式精细并联稳压器TL431 合作光耦构成反应回路。并联稳压器T L431CLP 输出电压大约为2.5V，IF50mA，CTR>5 0%.TL431CLP 与光耦FOD817A 构成精细反应回路，对Vo19V 做精细调整，组成精细开关电源，使电压调整率和负调整率到达0.2%以下。PWM 占空比由FB 电压和电流取样来决议。取R21=0.15Ω， 当电流流过MOSFET 短路地时，FAN6754A 内部电流放大器使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使FAN6754A 中止作业，没有触发脉冲输出，使MOS 管截止，到达维护功率管的意图。当Vsense 小于大约0.46V 时，进入SENSE6 脚短路维护。假如反应电压(FB)有必定时刻大于4.6V，PWM 脉冲即被禁用。
经过选用一个外部负温度系数(NTC)热敏电阻来感测外部体系的温度，可完成过热维护(OTP)功用。NTC 热敏电阻TR1 的阻抗随温度添加而下降， RT5 引脚上的电压VRT 相应下降。假如VRT 小于1.035V,PWM 在12mS 后关断。假如VRT 小于0. 7V,PWM 在100uS 后关断。
输出二极管RC 吸收网络的规划能够遵从下面过程：(1)测验不加RC 网络时的二极管反向电压谐振周期Tr;(2)选取一个陶瓷%&&&&&%Cdsn 与二极管并联，使其反压的谐振周期为2*Tr;(3)依据下式核算吸收电阻Rdsn:Rdsn=3*Tr/(2π*Cdsn)。依据以上实践得到的R19;C21 数值别离为：47Ω 和1nF。
高频变压器承担着储能、变压、传递能量等作业，其规划如下。
(1)功率挑选。
二次绕组为FAN6754A 的W2 作业供电和W3 输出。W2 作业电压为19V 和峰值电流约3.42A, 可得预算输出功率约为65W。
(2)磁芯的选用。
本规划选用的开关频率为65kHz，由功率-磁芯尺度图查得选用RM10 铁氧体磁芯，其有用面积A e 为98mm2，饱满磁通密度在100℃为390mT。
(3)绕组匝数的确认。
原边绕组开关管的最大注册时刻对应在最低输入电压和最大负载时产生。在本规划中，最大占空比为：D=Ton/T=0.5，对应周期时长为：T=l/f=1 5us，则Ton=7.5us.
由此可得，变压器原边匝数为：
△B取0.2Tesla，取Np=50 匝。依据反激式电路原边与副边电压的联系：Vo= [(Ns/Np)*D/(1-D)]*Vp,核算W2 绕组(+1 9V)的匝数。设整流二极管压降0.7V，绕组压降0. 6V，则绕组输出电压值为：
同理，供电给FAN6754A VDD17V/1.5mA 也可获得。
(4)变压器原边电感的核算校核
在开关管注册时，原边的均匀输入电流为：I1 =Po/ηVs，式中变压器的功率取η=85%，则有：
I1=65/(0.85*90√2 )=0.60A
峰值电流是Ipeak=2*I1/Dm ax=2*0.60/0.50=2.4A.
规划变压器原边电流的改变量：△I=(2/3)*I peak=2.40*2/3=1.6A.
由电压与电流改变量联系V=L(△I/△T)，可得：
契合此处的作业要求。
在最低压输入和最大峰值电流是变压器作业的最差状况，据此条件验证变压器是否饱满，由公式：Bmax=L
