摘要 SG3525是一款单片集成PWM操控芯片。文中以SG3525为操控中心,运用高频逆变、软开关和电容补偿等技能,规划了一种具有过流维护功用的非触摸式小功率电能传输体系样机。经试验标明,该体系原、副边间隔为1 mm时,电能传输功率可到达78.9%,完成了能量的高效传输。
传统的电能传输,首要经过导线进行传输,电源与负载之间需直接物理触摸。在日常日子中,跟着用电设备的添加,直接的物理触摸既不便利又添加了用电的安全隐患。别的,跟着人工器官以及水下勘探设备的开展,非触摸充电成为一种火急的需求。
因为非触摸式电能传输归于松懈耦合,电能传输功率较低。一般选用高频逆变电路,经过进步频率来进步传输功率。在高频逆变电路中,许多操控芯片价格昂贵,运用杂乱。SG3525是美国硅通用半导体公司推出的一款用于驱动n沟道功率MOSFET的操控芯片,可经过调理相应参数设置频率,并可调整死区时刻。并且,芯片具有软启动端和封闭端,可完成过流维护功用。其外围电路简略,每片缺乏1元,被广泛使用于开关电源,在非触摸式电能传输方面,使用较少。文中以SG3525为操控中心,规划了一种具有过流维护功用的非触摸式小功率电能传输体系。
1 体系拓扑及作业原理
非触摸式电能传输体系首要由能量发射和能量接纳两部分组成,体系拓扑如图1所示。能量发射部分包含整流滤波、操控电路、逆变电路、原边补偿和原边绕组,将电能转化为磁能;能量接纳部分包含副边绕组、副边补偿和调理电路,将磁能转化为电能。非触摸电能传输的作业原理是:工频沟通电经降压,全桥整流电路,滤波电路变为可供运用的直流电,经过高频逆变电路产生高频交变电流,完成了从低频沟通电到高频沟通电的转化,产生的高频沟通电供应原边线圈,然后在原边线圈产生改变的磁场,副边线圈经过感应耦合接纳电能,经整流滤波等调理电路之后,即可向负载供应参数适宜的直流电。
2 体系首要组成部分规划
因为工频电频率较低,使得非触摸电能传输的功率受到约束。逆变电路能够产生高频交变电流,因而成为体系的重要组成部分。操控电路用以操控逆变电路的频率,并经过承受检测电路的反应信号,完成对体系的维护。
2.1 操控电路规划
操控电路用来产生高频PWM(Pulse Width Modulation)信号,以操控相应开关管的导通,然后完成DC—AC的转化。本规划以SG3525作为操控中心,SG3525是一款功用优秀、功用彻底和通用性强的单片集成PWM操控芯片,简略牢靠,输出驱动为推拉输出方法,增强了驱动才能;内部含有欠压确定电路、软启动操控电路、PWM锁存器,频率可调,并可约束最大占空比,外围电路规划如图2所示。
在1脚和9脚间经过衔接电阻、电容,可构成PI调理器,补偿体系的幅频和相频呼应特性。8脚外接电容C3,由内部50μA的恒流源进行充电,完成软启动功用。10脚接反应信号,正常作业时为低电平。当输入为高电平时,8脚的外接电容开端放电,SG3525停止作业。当10脚康复低电平时,8脚充电,芯片再次作业。
体系的输出频率与5脚外接电容C1,6脚外接电阻R3和死区电阻R4相关,调理其参数可产生100~400 kHz的矩形波。经过调理死区电阻R4,可调理死区时刻。频率
,其间,0.001μF≤C1≤O.2μF;2 kΩ≤R3≤150 kΩ;R4≤500 Ω。
规划挑选R4=100 Ω,C1=0.01μF,R3=2 kΩ,核算可得频率为58.8 kHz,在11和14脚输出互补的脉冲波形,如图3所示。
2.2 串联全桥谐振逆变电路规划
逆变电路选用全桥逆变电路,驱动电路选用两片IR2111。IR2111是功率MOSFET和IGBT专用栅极驱动集成芯片,外围电路简略,内置650 ns的死区时刻,避免上下管直接导通。由SG3525的11脚和14脚输出的互补脉冲信号别离输入两片IR2111的信号输入端,如图4中A、B。每片IR2111可产生两路反相的脉冲信号,即可操控全桥逆变电路Q1、Q2、Q3、Q4的导通和封闭。
在全桥逆变电路中,因为频率较高,开关器材损耗较大。为下降开关损耗,需选用软开关技能,如图4中,经过L1和C12的谐振,对功率MOSFET的开关轨道进行整形,以完成零电压或零电流关断,然后下降开关损耗。
2.3 过流维护电路规划
在全桥谐振逆变电路中,串接电流采样电阻,如图4中的R12。经过丈量采样电阻上的电压,可完成对电路中电流的采样。将收集到的电压反应到操控芯片SG3525,然后完成电路的过流维护,如图5所示。因为采的电压较小,因而需经运算扩大器进行扩大,扩大后的电压与参阅电压进行比较,比较成果输入到SG3525的10脚。经扩大后的采样电压若小于参阅电压,则输出低电平;若大于参阅电压,则输出高电平,使SG3525关断,完成过流维护功用。
3 体系其他部分的规划
3.1 原副边电容补偿的剖析
非触摸电能传输体系中变压器原、副边彼此别离,耦合系数较小,变压器的耦合方法归于松懈耦合。在这种情况下,变压器的传输功率较低,为进步变压器的功率传输才能,尽量削减体系耗费的无功功率,一般选用补偿容抗来平衡电路中的感抗。电容补偿有串联补偿和并联补偿两种。因为补偿方法的不同,补偿作用也不尽相同。
因为变压器归于松懈耦合,需选用耦合电感模型剖析。以下以原、副边电容串联补偿为例进行剖析,耦合电感模型如图6所示。
副边到原边的反射阻抗
表1列出了在谐振频率下,副边选用电容串、并联补偿时在原边的反射阻抗。从表1可看出,副边在电容并联补偿时,在原边的反射阻抗非纯电阻,原边规划较杂乱。因而本规划选用原、副边串联%&&&&&%补偿方法。
3.2 松耦合变压器规划
(1)耦合器的挑选。单纯的线圈,电感值较小,可经过将线圈绕制在铁芯资料上来进步电感值。耦合器的形状取决于铁芯结构的形状,常见的铁芯结构有U型,E型,RM型,EI型,它们的感应特性不尽相同。挑选适宜的磁芯结构和资料,可进步体系的传输功率。为减小磁芯损耗,应挑选高磁导率、小矫顽力、高饱满磁感应强度的磁芯资料。本规划选用常用的EE型铁氧体磁芯。
(2)线径的挑选。线圈绕制在铁芯资料上,在经过高频交变电流时,会产生“集肤效应”,使高频沟通电阻大于直流电阻,且交变频率越高,穿透深度越小。为确保高频电流彻底穿透导线,导线的直径不该大于两倍的穿透深度。穿透深度
,铜导线的电导率γ=5.8× 107s·m-1,磁导率μ=4π×10-7H·m-1,当开关频率为60 kHz时,带入公式可得△=0.27 mm,所以铜导线直径应0.54 mm。因为功率较小,导线的电流密度可取J=3×10-6A·m-2,电流有效值取I=1 A,则导线的截面积
。由此,可选取线径为0.5 mm的铜导线双股并绕。
4 体系完成及功用测验
规划以SC3525为操控中心,规划作业频率为58.8 kHz,实测频率为56.7 kHz,驱动芯片为IR2111,开关管选用IRF540n,磁芯为软磁铁氧体磁芯EE42,线圈选用线径为0.5 mm的铜导线双股并绕,原边绕制20圈,电感值为47.9μH,副边绕制21圈,电感值为50.8μH。
体系输入直流电压15 V,负载为100 Ω电阻,原、副边间隔为1mm时,测得:副边电流0.15 A,原边电流0.19 A,经核算可得,功率传输功率为78.9%。当原、副边间隔为3 mm时,功率传输功率为53.7%。跟着间隔的添加,功率传输功率将下降。当原、副边间隔为7 mm时,功率传输功率较低,视为体系停止作业。
5 结束语
试验成果标明,规划的以SG3525为操控中心的小功率非触摸式电能传输体系简略牢靠,可完成电能的高效传输。若将接纳到的电压经整流滤波和稳压管7805后,供应单节锂电池办理芯片TL4906,即可完成对单节锂电池的无线充电。