1 导言
近年来跟着电源技 术的开展，同步整流技能正在低压、大电流输出的dc/dc变换器中敏捷推广应用。在低压、大电流输出的情况下，输出端整流管的损耗尤为杰出。例如，对选用 1.5v、20a电源的笔记本电脑而言，此刻超快康复整流二极管的损耗现已超越电源输出功率的50%，即便选用低压降的肖特基整流二极管，损耗也会到达输 出功率的18%～40%。因而，传统的二极管整流电路现已成为进步低压、大电流dc/dc变换器功率的瓶颈。
因为mosfet不能像二 极管那样主动截止反方向电流，因而同步整流器的驱动是同步整流技能运用的一个要害。驱动办法的选取不只关系到变换器能否正常作业，更决议了变换器功能。按 照驱动办法的不同，同步整流分为自驱型和外驱型，两者的首要差异在于，自驱型同步整流管的驱动电压一般选用的是变压器上或辅佐绕组上的电压，而外驱型同步 整流管的驱动电压是由外部同步整流驱动芯片发生的。本文将别离评论两种同步整流驱动的办法，并论述了同步整流中需求留意的问题。
因为正 激变换器是最简略的阻隔降压式dc/dc变换器，其输出端的lc滤波器十分合适输出大电流，可有用按捺输出电压纹波。所以，正激变换器成为低电压大电流功 率变换器的首选拓扑结构。正激变换器有必要选用磁复位电路，以保证变压器励磁磁通在每个开关周期开端时现已复位，常见的磁复位办法有：有源钳位、rcd钳 位、绕组复位、谐振复位等，如图1所示。
rcd钳位的办法尽管电路简略，可是它大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，不利于功率的进步；有源钳位尽管能够重复使用变压器磁化能量和漏感能量，可是有 源钳位体系的操控带宽受到限制，动态功能欠好，而且它多用了一个钳位开关，增加了驱动电路的难度和变换器的本钱；而谐振复位因为谐振电压比较高，因而对开 关管的电压应力要求就更高；关于绕组复位的办法，结构较简略，磁复位时将能量回馈到输入源中，而且对开关管的电压应力要求并不高。
2 自驱同步整流
2.1 栅极电荷坚持驱动办法的基本原理
关于本文选用的 绕组复位正激变换器，其传统传统自驱型同步整流的办法如图2所示，在磁复位完毕后，变压器的电压将为零，而且会坚持在零直到下一周期开端，这样续流管将没 有电压供给驱动，电流会从其体二极管中流过，而其体二极管正导游通电压高，反向康复特性差，导通损耗十分大，这是传统自驱同步整流的首要缺陷，因而提出了 选用栅极电荷坚持的同步整流办法，它的原理如图3所示。
在t0时间之前，输入信号v1为0，开关s1关断，电容c的初始电压为0。在t0时间，输入信号v1为正，经过二极管d对电容c充电；在t1时 刻，输入信号v1为0，二极管d接受反压截止，只需开关s1坚持关断，电容c上的电荷得以坚持，v2坚持高电平；在t2时间，开关s1导通，电容c经过 s1放电，v2变为0。假如c是同步整流管的栅极寄生电容，s1是一个辅佐开关，那么在t1到t2这段时间内，输入驱动信号v1降为0时，同步整流管的栅 极电压仍可坚持高电平。
2.2 栅极电荷坚持驱动正激变换器
使用栅极电荷坚持的驱动办法，传统电压驱动同步整流器在变压器电压死区时间内，续流管体二极管的导通问题很简单处理，图4给出了栅极电荷坚持电压驱动正激变换器的原理图和首要波形。
在t0到t1的时间内，开关管s1注册，变压器副边电压变为上正下负并驱动s2和s4使它们导通。s3的栅极电容经过s4放电，s3的栅极电压降为0，s3关断，输出电流流进s2。
在t1时间主开关管s1关断，变压器进行磁复位，变压器副边电压变为下正上负，s2和s4关断，s3的栅极%&&&&&%由流经d1的电流充电。s3栅极为高电平 导通，负载电流流经s3。在t2时间磁复位完毕，变压器副边电压变为0，因为二极管d1接受反压截止，s4关断，s3的栅极驱动电压坚持不变，因而，即便 变压器副边电压为0，s3依然坚持导通，持续续流。s3的栅极电压一向坚持到下一个开关周期开端，也是s4导通之时，这就处理了死区时间内s3体二极管续 流导通的问题。
