本文规划了一种宽频率规模的CMOS锁相环(PLL)电路，经过进步电荷泵电路的电流镜镜像精度和添加开关噪声抵消电路，有用地改善了传统电路中因为电流失配、电荷同享、时钟馈通等导致的相位差错问题。
规划了一种倍频操控单元，经过编程锁频倍数和压控振荡器推迟单元的跨导，有用扩展了锁相环的锁频规模。该电路依据Dongbu HiTek 0.18μm CMOS工艺规划，仿真成果表明，在1.8 V的作业电压下，电荷泵电路输出电压在0.25~1.5 V改动时，电荷泵的充放电电流一致性坚持很好，在100 MHz~2.2 GHz的输出频率内，频率捕获时刻小于2μs,稳态相对相位差错小于0.6%.
锁相环(phase-locked loop,PLL)是一个闭环负反应体系，能够精确地发生一系列与参阅频率同相位的频率信号，是现代通讯及电子领域中必不可少的体系之一，一般被用于频率组成、同步信号发生、时钟康复以及时钟发生等。电荷泵锁相环(charge pump phase-locked loop,CPPLL)因其本身所具有的开环增益大、捕获规模宽、捕获速度快、安稳度高和相位差错小等优势，现已广泛应用在无线通讯领域中。
1 体系结构及作业机理
电荷泵锁相环一般由鉴频鉴相器(PFD)、电荷泵电路(CP)、低通滤波器(LPF)、压控振荡器(VCO)以及分频器(FD)构成。本文规划的锁相环体系结构如图1所示，环路具体作业原理为：经过检测PFD输入端的参阅信号fref与环路反应信号fdiv的相差和频差，输出相应的电压信号VUP和VDN,来操控CP的作业状况。电荷泵电路将UP和DN信号转换为压控振荡器的操控电压VC输出。VC经过LPF滤除高频重量，输出直流电平，终究作为压控振荡器的操控信号。跟着鉴频鉴相器的两路输入信号间的频差与相差不断减小，VC为某一安稳的电压值时，环路到达确定状况。
图1 电荷泵锁相环结构
规划时添加了倍频操控(multiple frequencycontrol,MFC)模块，与分频器和压控振荡器合作运用，经过操控位的逻辑输入，一方面能够编程锁频倍数，操控整个环路的倍频数;另一方面能够操控VCO差分推迟单元的跨导，然后改动VCO的电压增益调理其输出规模。
图2 给出了图 1电路的线性等效模型。图中：Ip为电荷泵电流;F(s)为滤波器传输函数;KVCO为压控振荡器的增益;N为分频比;φin为输入参阅相位;φout为输出相位;φdiv为分频后的反应相位。
图2 电荷泵锁相环线性等效模型
可推出整个体系的开环传递函数H(s)为
式中s为拉普拉斯改换式中的复变量，滤波器传输函数F(s)能够进一步表明为
式中：R,C1和C2别离是图1中相应的电阻和电容值。由式(2)能够看出滤波器传输函数F(s)为二阶线性体系，关于二阶线性体系来说，其传输函数的分母能够表明为ζ2+2ζωn+ωn2,其间ωn是固有频率，ζ是阻尼系数。规划时为了削减环路的颤动，一起确保环路作业的安稳性，一般将环路固有频率ωn规划为参阅频率的1/10~1/20,阻尼系数ζ规划为0.3~0.7.
2 电荷泵电路规划
传统的电荷泵电路如图3所示，电流源Iref经过电流镜像为M2和M7供给与Iref成份额的镜像电流IUP和IDN.PFD的输出逻辑信号VUP和VDN操控开关管M3和M4的导通与关断，M3和M4替换导通给滤波电容CC充放电得到电荷泵输出电压VC.但是，因为MOS器材以及电路结构所具有的一些非抱负要素，该电路存在充放电电流失配、电荷同享和时钟馈通等问题。
图3 用于锁相环的传统电荷泵电路
传统电荷泵电路的充放电电流是由一般电流镜供给的，其间M1和M2构成充电电流镜，M5和M7构成放电电流镜，抱负的状况是充放电流能坚持一致。但是作业在饱满区的电流镜MOS器材遭到沟道长度调制效应的影响，镜像电流会随源漏压差的改动而改动。具体来说，一方面，M6和M7的镜像电流会因它们的漏极电压不同而不同，然后构成电荷泵充放电电流不同;另一方面，VC电压在必定规模内改动时，M2和M7输出的充放电电流也不能坚持一致。
因为电流失配所构成的相位差错可表明为
式中：ICP是设定的电荷泵电流巨细;Δ%&&&&&%P为电荷泵的失配电流;Δton是PFD电路发生的导通时刻;Tref为基准周期。从上式能够看出，电流失配值对相位差错的影响是成正比联系的，因而，消除电荷泵电路中的电流失配就显得尤为重要。
在电荷泵充放电周期中还存在电荷同享和时钟馈通现象的影响。在充电时M3导通，M2的漏端电压下降到VC值，一起M4关断，M7的漏端电压下降到零;在放电时M3关断，M2的漏端电压升高到VDD值，一起M4导通，M7的漏端电压升高到VC值。因为M2和M7的漏极存在寄生电容，其在充放电周期中就会吸收和开释电荷，因而会影响电荷泵的输出，这一现象称为电荷同享。别的，在充放电周期中，M3和M4栅极寄生电容在时钟信号的驱动下也会发生电荷的开释和吸收现象，然后影响电荷泵输出，这一现象又称为时钟馈通。
针对传统电荷泵电路中存在的电流失配、电荷同享和时钟馈通的问题，本文提出了一种改善型的电荷泵电路，如图4所示。
图4 用于锁相环的改善型电荷泵电路
如图4所示，首要为了按捺开关管时钟馈通现象，将开关管M8和M2与电流镜管M6和M4的方位进行交流，这样能够有用下降开关管漏极电压的改动起伏。一起，添加了开关管M1,M7和M9来别离匹配M2,M8和M10,以消除电流镜像的差错。
此外，添加的开关管M11和M12别离与M8和M2反相导通，这样就能够抵消时钟馈通和电荷同享现象发生的电荷。
针对电流镜失配的问题，选用了负反应的方法来按捺充放电电流镜的失配。具体做法是，M5,M6和M10构成电流镜将基准电流Iref镜像后由M6输出电荷泵的充电电流。M5的漏极电流流过M3,然后M3与M4构成的电流镜由M4输出电荷泵的放电电流。放大器OP的引进，在VX节点构成负反应，就能够严厉确保VX=VC,这样简直彻底消除了电流镜漏极电压的不同带来的充放电电流失配问题。
别的，开关管M11和M12的漏极衔接到了VX节点，因为VX=VC,所以M11和M12的漏极电压也等于VC,这样做既匹配了时钟馈通和电荷同享现象发生的电荷，又避免了M11和M12的漏极直接衔接到VC对电荷泵输出的影响。
放大器OP选用了轨对轨结构，以确保输入和输出电压的摆幅规模，以增大电荷泵输出电压的线性规模。%&&&&&%C1的引进，既具有安稳负反应环路的作用，又起到滤波VX电压毛刺搅扰的作用。
3 其他模块电路规划
3.1压控振荡器
因为折叠式差分环形压控振荡器的电路结构简略、操控线性度好和噪声小，所以本次规划的压控振荡器选用四级差分延时结构来完成，电路结构如图5所示。
图5 压控振荡器电路
压控振荡器差分延时单元如图6所示。推迟单元的线性度和推迟时刻规模决议了压控振荡器的线性度和频率规模。为了最大化使用电荷泵输出电压的规模，以进步锁相环的噪声按捺才能，在压控振荡器推迟单元规划上选用了分段线性的方法，将推迟时刻分红三段操控。操控电压VC别离操控MOS管M7,M8和M9的栅极电压，以构成3路不同电流来操控推迟单元的线性规模。其间M10,M11和M12作为开关管由图1中的MFC单元发生逻辑信号进行操控，依据频率规模的不同挑选其间一路的电流途径。为了改善受控电流随操控电压VC的线性度，为M7,M8和M9添加了源极负反应电阻，经验证优化的阻值别离为0.4,5和50kΩ。别的，为了进步压控振荡器的作业频率，添加了M7的管子个数，规划中选取M7的管子个数是M8和M9的4倍。此外，推迟单元的最终一级添加了一缓冲级，将双端输出转换为单端输出。
3.2鉴频鉴相器
鉴频鉴相器电路如图7所示，它由两个带复位功用的D触发器构成，规划时在信号途径上添加了传输门单元，用来匹配UP和DN操控信号之间的推迟。电路选用高电平完成复位，鉴相规模为-2π~2π。经过改动反相器的尺度，能够调理复位脉冲延时宽度，消除鉴相死区，进步鉴相精度。
图6 压控振荡器差分推迟单元
图7 鉴频鉴相电路
4 成果剖析
本文提出的电荷泵锁相环电路依据 Dongbu HiTek 0.18 μm CMOS工艺规划，选用Hspice模型进行了具体的仿真验证。
图8是典型模型下电荷泵充放电电流匹配性仿真成果，仿真成果表明，输出电压在0.25~1.5 V改动时，电荷泵的充放电电流一致性坚持很好。表1给出了在不同工艺角、不同输出电压下，电荷泵充放电电流的相对失配量(或相对差错δi,用百分比表明)，由表1的数据能够看出，本文改善的电荷泵电路有用按捺了充放电电流的失配。
图8 电荷泵电流匹配性仿真成果
表1 不同工艺角下电荷泵充放电电流的相对失配量(δi)
图9给出了压控振荡器的操控电压与输出频率联系的仿真成果，从图中能够看出，依照输出频率的不同，推迟单元发生的三段不同的线性度，别离对应图6中的接0.4,5和50 kΩ电阻的电流途径。该线性规模大致能够分为：25~120 MHz为榜首段;120~650 MHz为第二段;650 MHz~2.2 GHz为第三段。榜首和第二阶段的线性规模较宽，而第三阶段进入高频后线性规模有所下降，但整体来看所选用的分段线性操控完成了较好的作用。
图9 压控
