根据三电平LLC谐振型变换器在新能源轿车充电机的规划研讨*

　　孙姣梅，唐绪伟，唐晨光（怀化作业技能学院，湖南 怀化 418099）

　　摘 要：车载充电机是新动力轿车动力单元的中心部位，又是与电网电压相接的设备，高效、高功率因数、小体积是其有必要具有的功用，为了完结高功率和宽输出电压规模调理，DC/DC改换选用半桥三电平LLC谐振双向直流改换器拓扑电路，以进步充电机的功率和功率因数，通过描绘其作业原理与特性规划元件参数与选型，并通过仿真验证高功率、宽电压规模输出的可行性。

　　关键词：宽电压规模输出；半桥三电平LLC谐振改换器；元件参数

　　0 导言

　　新动力轿车的推行关键环节——电动轿车充电机成为其开展的瓶颈，怎么快速高效地为电动轿车充电、处理轿车的续航路程，是进步电动轿车快速开展的重中之重。在动力紧缺的环境下，规划一款节能、高效、大功率密度的充电机是电动轿车行业的最大应战。

　　为了进步整机的功率和大功率的规划要求，本规划研讨在文献^[1-2]中提出前级选用三相六开关的PFC拓扑电路，以进步功率因数，为后级的DC/DC改换器供给稳定在700 V的输入电压，半桥三电平LLC谐振改换器完结输出280~400 V的宽规模电压，是本充电机的中心部位。

　　其既能满意高电压大功率，又能完结高频软开关技能，以下降改换器开关管的损耗。半桥三电平LLC谐振拓扑电路具有高输入电压、高功率、宽规模输出电压^[3]，将其运用在新动力轿车的充电机中有很好的运用远景，在论述作业原理与特性时，给出了规划思路与参数规划及选型仿真验证400~800 V输入、10 kW输出试验的可行性和实用性。依据充电机所在环境及功用要求，确认其功用目标是：额外输入相电压：220 ±10% V；输出功率：10 kW；输出电流：20 A；输出电压规模：280~400 V；满载功率：≥ 0.98 ；输出电压纹波规模： ±2% 。

　　1 新式半桥三电平LLC谐振双向DC/DC改换器

　　1.1 半桥三电平LLC谐振双向直流改换器的结构拓扑

　　半桥三电平LLC谐振直流改换器是将一种直流电改换成别的一种直流电的办法，跟着对直流改换器的技能研讨，直流改换器逐步向软开关、多电平、高频化、高功率密度开展。半桥三电平LLC谐振直流改换器的电路如图1所示。Vin为前级BoostPFC拓扑电路输出的700 V直流电压，Cin1与Cin2为容量很大且容值持平的输入电容，S1、S2为三电平改换器的上桥臂开关管，S3、S4为三电平改换器的下桥臂开关管，当开关管处于关断状况时，两头接受的电压为直流母线输入电压的一半，D1、D2为中点钳位二极管，把A、B两点间的钳位为三种状况，三电平由此而得。VD1~VD4为开关管的体二极管，高频变压器具有电气阻隔与电压转化效果，在软开关状况下削减开关损耗，确保充电机在高效下进步作业频率，有利于减小充电机的体积。Cr、Lr、Lm为一次侧的谐振网络，Ln为辅佐电感，正向运行时不参加谐振，辅佐一次侧开关管完结ZVS。Lm选用磁集成技能为高频变压器的漏感，相同能够减小充电机的体积。二次侧半桥三电平桥拓扑关于LLC谐振腔与一次侧彻底对称，Lm为反向运行时的辅佐电感，完结二次侧开关管的软开关条件。半桥三电平LLC谐振改换器输入/输出电压的联系：，D为占空比， ，K是变压器的变比。只需操控D、K就能够调理输出电压。本拓扑电路为了更好地完结软开关，选用分时注册和关断同桥臂原理，即S1、S4先关断为超前管，S2、S3后关断为滞后管。

　　1.2 频域剖析

　　正向运行时，辅佐电感Ln被谐振网络输入端钳位，不参加谐振，存在2个谐振频率：fr为串联谐振频率， 三元件串并联谐振频率

　　当fs > fr时，作业波形如图2（a）所示，辅佐电感Ln、Lm被桥臂电压V_AB、V_CD钳位，不参加谐振，正负半周期交接处，因为谐振电流续流，一次侧开关管完结ZVS，二次侧一直有电流，体二极管整流为硬开关，无法完结ZCS而形成损耗。

　　当fm = fr时，作业波形如图2（b）所示，谐振电流为正弦波，Ln、Lm都不参加谐振，一次侧开关管能完结ZVS，二次侧电流天然续流到0，体二极管能完结ZCS。

　　当fm < fs < fr时，作业波形如图2（c）所示，因为开关频率fs小于谐振频率fr，完结串联谐振的半周期后，谐振电流iLr 与励磁电流i_Lm 持平，辅佐电感参加谐振，一次侧开关管完结ZVS，二次侧体二极管电流断续，也能够完结ZCS^[5-6]。现以fm < fs < fr区域对半桥三电平LLC谐振双向DC/DC改换器的作业状况描绘如下。

　　1.3 ZVS半桥三电平LLC谐振直流改换器的原理

　　文献[7]中介绍了两种操控办法，本规划选用第二种同桥臂分时开关，即S1、S4先关断，S2、S3后关断。

　　改换器作业波形图如图2所示。

　　模态1：t0时刻，S1、S2注册，体二极管VD5、VD6导通，励磁电感两头的电压为nVo，励磁电流直线上升， i_Lr 呈正弦办法上升，Lr、Cr参加谐振。

　　模态2：t1时刻， i_Lr = i_Lm ，体二极管VD5、VD6电流为0，完结ZCS，励磁电感不再钳位，三元件参加谐振，因为Lm>>Lr，此进程时刻很短， i_Lr 坚持不变。

　　模态3：t2时刻，S1关断，谐振电流i_Lr 给C1充电，C4放电， V_AB =1/2 Vin，因为C1两头电压不能骤变，使S1完结ZVS。

　　C1充电回路：

　　Cin1上→C1→S2→ Lr → Lm→Cr → B→Cin1下；

　　C4放电回路：

　　C4→C3→ A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin1下 ，C4放电其两头电压逐步下降。

　　模态4：t3时刻，C1两头电压升至1/2Vin ，D1导通使两头电压钳位为1 2Vin ，C4两头电压下降为0。i_Lr 的续流回路：A→ Lr → Lm→Cr → D1→S2→ A。

　　模态5 ： t 4 时刻， S 2 关断， i_Lr 给C 2 充电，同理使S 2 完结Z V S ， 对C 3 放电， 体二极管V D 4 导通。C 3 放电回路：C3→ A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin2←VD4→ C3 ，C3两头电压逐步下降，A点电位变为−1/2Vin ，变压器两头发生负压，使体二极管VD7、VD8导通，Lm再次被钳位。

　　模态6 ： t 5 时刻， C 2 两头电压上升到1/2Vin ， C 3 两头电压下降为0 ， V D 3 注册， iLr 的续流回路：A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin2→VD4→VD3→ A，把能量回送给输入侧。因为此刻VD3、VD4导通，S1、S2关断，鄙人一时刻就完结开关管S3、S4的ZVS^[8-9]。

　　2 增益特性剖析与优化规划

　　2.1 基波剖析法剖析总增益

　　具有谐振网络的谐振型直流改换器，通过改动开关管的频率来调理谐振网络的增益，对错线性的，因为谐振型直流改换器的谐振网络对输入信号中的频率凹凸比谐振点邻近愈加显着，所以增益特性首要考虑基波重量，高次谐波能够疏忽。令Mi为一次侧逆变桥的电压增益，M为谐振网络的电压增益，Mr为二次侧逆变桥的电压增益，则

　　其间， G_D 为基波电压增益， G_i 为改换器移相操控时的电压增益。

　　谐振网络的电压增益

　　二次侧整流桥的电压增益为：

　　Gf 为调频操控时的电压增益， Gr 为整流桥的基波电压增益，则改换器总的增益为：

　　从波形图2可知，VAB是一个挨近矩形的方波，由一系列的谐波重量叠加，V t AB( ) 的傅里叶级数展开式为：

　　基波重量为：

　　则有用值为：

　　而改换器逆变桥的基波增益所以最终的总增益为：

　　由此可知，半桥三电平LLC谐振双向直流改换器的总增益只与改换器的变比n、调频形式下的电压增益G_f及调压操控形式的电压增益GD有关，而变比是固定不变的。而

　　由此可见，LLC谐振改换器的电压增益只跟谐振电感与励磁电感的比K（Lm/Lr）、品质因数Q、归一化开关频率fn有关，当开关频率与谐振频率持平时，G_f =1 。要完结软开关就要先确认K、Q值。

　　2.2 K 、Q选值有用区域及 LLC谐振腔参数

　　半桥三电平改换器的谐振腔参数规划包括谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr^[7]，这三者又决议品质因数Q和电感比K（Lm Lr）的巨细，因而LLC谐振腔的参数规划实践便是对K和Q的挑选。关于DC/DC改换器，有必要到达以下目标：全负载规模内完结一次侧开关管的ZVS注册，二次侧的体二极管的ZCS关断；宽电压规模调理输出电压。

　　设变压器额外电压输出时，谐振电压增益为1时，变压器变比：

　　则谐振腔最大、最小电压增益：

　　谐振腔的等效电阻Req为：

　　依据电气参数核算能够得到变压器变比n、谐振腔的最大最小电压增益G_f 和Req的值。只要确保额外输出电压处于LLC谐振腔的最佳作业点，才干确保全负载规模内通过调频办法操控最大最小电压增益，然后完结软开关。从图3可知，K值越小，增益曲线电压调理规模越大，所以从电压增益调理视点考虑，K值越小越好。但K值又不能太小，K值减小时，Lm减小，Lm减小就会添加体系的通态损耗，下降了功率，所以K取值规模为：

　　其间，R_on为通态时的等效电阻，td为死区时刻。

　　一起，品质因数Q值越小，电压调理规模越宽，在较窄的开关频率规模内，能完结改换器的宽电压调理。Q值取值规模：

　　确认K、Q值后，能够确认谐振电容Cr和谐振电感Lr的值：

　　励磁电感：Lm = K ⋅ Lr

　　依据K值的电压增益图，结合其功用目标的电气特性，确认K=4，Lm=60，Gmax=1.5，得到谐振电感为15 mH，励磁电感60 mH，辅佐电感60 mH，谐振电容0.25 μF。

　　2.3 高频变压器的参数规划

　　高频变压器是半桥三电平谐振双向直流改换器的中心器材，其参数影响改换器的功率、电磁搅扰及发热状况，选型方面应考虑变压器的磁芯资料、形状、温升以及外表热辐射。

　　由上面剖析可知，匝数比n越大时，A、B两点的有用值就越小，改换器一次侧的电流接受越小，二次侧体二极管电压应力就越大；若n越小时，占空比又简单消失，所以挑选匝数比有必要在输入电压最低时，输出能满意实践需求。因而，确认占空比最大有用值为Deff = 0.8 ，二次侧电压有用值：

　　其间，Vo为输出值400 V，V_DR为体二极管的导通压降1 V。一次侧电压有用值为Vp=350 V。经剖析变压器的变比为：

　　选用面积乘积法（AP法）核算变压器的磁芯，

　　Ae跟磁芯的最大功率和磁芯的有用面积有关，Aw与绕组间的空间和磁芯窗口面积有关。在磁芯空间答应规模内，AP值越小越好。变压器总的视在功率P_T：

　　取窗口运用系数k_o = 0.45 ，最大磁通密度B_W = 0.8 ，开关频率f_s =100 kHz ，电流密度系数k _j = 400, 磁芯结构系数X=-0.14，得 查表可用EE50磁芯，Ae=2.66 cm²，Aw=2.53 cm²，AL=6.11 mH/N²。

　　3 试验仿真验证

　　在文献[10]中提出操控办法有调频移相和变频burst两种操控计划，本规划使用数字信号处理器Tms320F28062作为接连变频burst操控，接连变频burst操控技能选用1个burst周期完结对输出电压电流调理^[5]，此办法能够完结burst接连操控，f_burst频率最大为开关频率fs，输出纹波小，如图4为不同f_burst频率时的输出电压和谐振电流波形。试验仿真如图4所示。

　　状况1：当f_burst=100 kHz, fs=100 kHz,D=0.4 时，此刻，输出电压为200 V，纹波电压ΔUo =1.5 V，波形如图4（a）所示为谐振电流iLr 与S3漏极源极间电压uds波形。在Uds下降为0时， iLr 尽管大于0，但S3完结零电压注册。

　　状况2：f_burst=100 kHz, fs=100 kHz,D=0.4 ,U0 = 60 V，ΔU0 = 2 V，输出电压由200~60 V改变，调理效果显著，S3仍能够完结零电压注册。如图4（b）所示。

　　4 定论

　　使用半桥三电平LLC谐振双向直流改换器拓扑电路软开关技能进步充电机的功率，并选用时域法和基波法对其进行剖析与参数优化规划，通过变频burst接连操控完结宽电压规模输出，并通过前后级仿真演示，基本能完结功用要求，为规划高效、高功率密度、小型、轻重的车载充电机打下伏笔。

　　参考文献：

　　[1] 刘小刚,等.大功率三相APFC技能研讨现状及开展趋势[J].电子技能,2010,47(09).

　　[2] 肖立.具有三相APFC的高频软开关电解电源的研讨[D].长沙:中南大学,2014.

　　[3] 王付胜,江冯林.半桥三电平LLC谐振改换器的轻载操控战略[J].电器与能效办理技能,2019(16).

　　[4] 梁旭.LLC谐振改换器的轻载功用优化研讨[D].成都:电子科技大学,2014.

　　[5] 王菲菲.根据时域剖析法的CLLC双向谐振改换器优化规划[J].电力电子技能,2019(6).

　　[6] 张涛.LLC全桥改换器电动轿车充电机规划[J].电气技能,2018(8).

　　[7] 赵清林,刘威.一种宽电压规模输出的多谐振改换器[J].电机与操控学报.

　　[8] 郭潇潇.电力电子变压器中LLC谐振改换器的研讨.电力电子技能,2017(10).

　　[9] 陈倩玉.ZVS半桥三电平充电机操控战略研讨和完结[J].电子科技大学,2016.

　　[10] 赵豫京,等.半桥LLC谐振倍压改换器的混合式操控战略[J].信息工程大学学报,2016(8).

　　（注：本文来源于科技期刊《电子产品世界》2020年第07期第52页，欢迎您写论文时引证，并注明出处。）