开关稳压电源具有集成度高、外围电路简略、电源功率高级长处，在各种电子设备中得到广泛的使用。尤其是在通讯体系和操控体系等要求高稳定性、高可靠性电源的设备中，开关稳压电源现已替代功率较低的线性稳压器。脉宽调制（Pulse-Width Modulation，PWM）芯片作为开关电源中的中心，其关键技术对我国国防和民用电源范畴至关重要。这种调制办法的完成办法是由内部震动器发生一个频率稳定的锯齿波，与差错扩大器输出的参阅电压比较，输出方波用于操控调整管。差错扩大器输出摆幅直接决议了PWM芯片的输出占空比的最大、最小值，固定的输出摆幅使得芯片输出占空比的最大、最小值不行调理，约束了芯片的使用，影响了PWM芯片的功用。
本文规划的运放是整个PWM操控器的差错扩大器，作为电路中最重要的模块之一，主要功用是取得输入电压和基准电压的差错扩大值，作为下一级比较器的输入。与常见的差错扩大器比较，本文选用二级扩大器组成的CMOS运算扩大器进行规划，中心参加一级缓冲器电路，战胜补偿电容的前馈效应，一起消除补偿电容引进的零点。该差错扩大器使用在PWM芯片中，跟着其输出摆幅的调整，PWM芯片最大、最小输出占空比能够操控，显着改进了PWM芯片的功用。
1 电路规划
1．1 根本的CMOS二级运放电路
根本的CMOS二级运放电路如图1所示。根本二级电路由偏置部分和两级扩大电路构成。VM5、VM6、VM8、VM9构成份额恒流源体系，对电路供给偏置。其间，VM9为等效电阻。榜首级扩大电路的电流偏置经由VM5管供给，VM1和VM2组成差分输入对管，VM3和VM4充任其有源负载，并且在无损增益的情况下完成电路的单端输出转化。第二级扩大电路是个简略的共源扩大电路，VM6供给电流偏置并充任有源负载，扩大功用主要由VM7管完成。
因为场效应管做共源扩大器的时分，输出端电压与输入端电压反相，使得场效应管漏极和栅极之间的电容的充放电电流增大，从输入端看进去，电容如同增大了Au倍（Au为该级扩大电路的增益倍数），这便是密勒效应。密勒效应会导致电路频率特性下降，因而，电路引进了密勒补偿电容C1，将其跨接到该级扩大器的输出端和输入端，起到频率补偿的效果。
该运放结构简略，易于完成，可是电路功用不行抱负。电路中的补偿电容C1在完成频率补偿的一起，也引进了电压输出负反馈，过强的负反馈简略引起运放电路的不稳定。
1．2 本规划选用的CMOS二级运放电路
为了完成频率补偿，并消除负反馈对电路稳定性的影响，本文中选用的二级运放对电路做了改进，中心参加一级缓冲器电路，战胜补偿电容的前馈效应，一起消除补偿电容引进的零点。改进后的CMOS二级运放电路如图2所示。
改进后的CMOS二级运放电路仍选用份额电流镜发生偏置电流，而份额电流镜体系由VM5、VM6、VM7、VM10、VM11和VM12构成。遭到模型参数的影响，为了到达合适的电位，选用VM11和V12两个PMOS管一起作为等效电阻。电路的两级扩大电路没有改变，仍是分别由VM5和VM7供给电流偏置。VM1、VM2和VM3、VM4构成带有源负载的差分输入级，榜首级扩大电路。VM7和VM9是个简略的带有源负载的共源扩大器，第二级扩大电路。两级扩大电路之间参加由VM6和VM8组成的缓冲器。其间，VM6管供给电流偏置，而VM8管作业在共漏组态，增益为1，即源极跟从器。源极跟从器的存在使得密勒补偿电容和输出端不直接相连，一起完成了输出端至电容端的电位平移。频率提高到必定程度时，遭到源跟从器的限制，密勒补偿电容无法将信号直接馈送到扩大器输出端，然后战胜了密勒补偿电容带来的前馈效应，也消除了零点，改进运放的稳定性。
2 差错扩大器参数设置
依据本规划的全体电路要求，差错扩大器的功用目标规划方针设定如下：增益》60 dB，带宽》50 MHz，相位裕度》80°，静态电流《200 μA。
1）首要承认作业点。已知电路是由5 V的单直流电源供电，为了使输出电压的摆幅尽可能大，则VM7管的直流作业区间应该设置在饱满区，应满意VG（M7）≥5 V+VTP条件。其间，VG（M7）是VM7的栅极电压，VTP是PMOS管的敞开电压，预算值为-1 V，因而VG（M7）规划取值4V。
2）静态电流和功耗规划。静态电流要求在200μA以下，分配到各支路，应满意以下条件：
3）疏忽沟道调制效应，承认MOS管的宽长比。因为要确保MOS管作业在饱满区，所以MOS管电流和管子宽长比有如下联系：
其间，ID是MOS漏电流，up是PMOS的空穴迁移率，Cox是单位面积栅极电容，VGS是MOS管的栅源电压，VTP是PMOS管的阈值电压。这些参数中，ID和VGS经过电路仿真测得，up、Cox和VTP的取值一般能在工艺文件中直接查到，也能够在电路里经过仿真、核算得出。以上参数承认后，可核算可得到MOS管的宽长比。
4）运放增益的核算办法如下：
其间，gm1和gm2分别是榜首、第二级扩大器的等效跨导，R1和R2分别是榜首、第二级扩大器的等效输出电阻，核算公式如下：
上面几个式子中，uN是NMOS管的电子迁移率，rds是各MOS管的源漏电阻。
3 差错扩大器仿真成果
在Cadence软件中树立模仿仿真验证渠道，在电源和地线之间接入5 V直流电压，差错扩大器的正向输入端接入1．12 V的直流电压（这个电压取值在体系中由带隙基准电压源发生），反向输入端输入一个直流电位为1．12 V的正弦波。因为扩大器的电压增益较大，假如正弦波的沟通起伏较大，会使得输出呈现失真，因而，这儿将反相输入端的正弦波电压选取1 mV的沟通起伏输入。
首要要进行直流作业点的验证。经过dc仿真，观测电路中的MOS管作业状况，假如有不在饱满区的管子，需求依据调整MOS管宽长比，直至一切管子的作业区（region）都显现为“2”。
直接测验电源电压端的电流值，即可得到差错扩大器的静态总电流。测得这个电流值I为173．4μA，由此可核算出差错扩大器的静态总功耗：
进行瞬态仿真，仿真成果如图3所示。调查电路波形，承认模块完成了电压的比较和差错的扩大功用。由瞬态仿真波形图能够看出，输入差模电压为1 mV时，输出电压最大值可达4．15 V，最小值挨近1．52 V，输出摆幅不小于2．63 V。加大信号，可测得输出电压的树立时刻：
核算可得上升树立时刻和下降树立时刻分别为6．7 V／μs和5．7 V／μs。
对电路进行沟通增益仿真，调查电路增益和单位增益带宽，成果如图4所示。
依据沟通仿真成果可知，电路0 dB带宽到达55.5 MHz，电压开环增益约67．2 dB，相位裕度为180°-96．97°≈83．0°。
共模按捺比CMRR是扩大器对输入端共模信号的按捺才能，其核算表达式为
其间Avd表明差模增益，Avc表明共模增益。把运算扩大器连接成单位增益负反馈的形式，在运算扩大器的同相和反相输入端加上相同的沟通电压，进行沟通仿真，得到的仿真成果如图5所示，该曲线是1／CMRR，因而能够得到运算扩大器的低频共模按捺比为49．17 dB。
电源按捺比PSRR是衡量电路对电源噪声的按捺才能，把运算扩大器连接成单位增益负反馈的形式，仅在供电电压源上添加1 V的沟通电压，测验成果如图6所示，该曲线是1／PMRR，因而运算扩大器的低频电源按捺比为71．39 dB，各项目标到达预期要求。
4 定论
为处理PWM操控器中输出电压与基准电压的差错扩大问题，本文规划了一款高增益，宽带宽，输出摆幅能够操控的新式差错扩大器。经过在二级扩大电路中心添加一级缓冲电路，战胜补偿电容的前馈效应，一起消除补偿电容引进的零点。经过沟通仿真验证，电路0 dB带宽到达55．5 MHz，电压开环增益约67．2 dB，相位裕度为83．0°上升树立时刻和下降树立时刻分别为6．7 V／μs和5．7 V／μs，共模按捺比和电源按捺比分别为49．17 dB和71．39 dB。其杰出长处是自顶向下规划，每一个器材的详细参数先经过手艺核算再用软件仿真逐渐调整取得，查找和修正过错便利，具有较大的灵活性。该差错扩大器现已成功运用到PWM芯片中，其共同的结构使得PWM的最大输出占空比和最小输出占空比能够操控，大幅提升了芯片体系的全体功用。
