1 引 言
便携电子设备无论是由蓄电池组，仍是沟通市电经过整流后(或沟通适配器)供电，作业进程中，电源电压都存在改变。例如单体锂离子电池满足电时的电压为4.2 V，放电后的电压为2.3 V，改变规模很大。而各种整流器的输出电压不只受市电电压改变的影响，还受负载改变的影响。因此近年来，低压差线性稳压器(LowDropout Linear Regulator)以其低本钱，高电池运用率，洁净的输出电压等特色，被广泛使用于移动电话、掌上电脑等消费类电子产品，以及便携式医疗设备和测验仪器中。
LDO|0″>LDO稳压器的频率补偿规划，不只直接决议了频率安稳性，并且对LD0稳压器的性能参数，尤其是瞬态呼应速度，有很大的影响。此外，跟着当时半导体集成电路工艺的开展，越来越多的功用电路能够被集成于单一芯片中，而现有的LDO稳压器频率补偿技能，对芯片上频率补偿电容的需求，大大阻止了LDO稳压器芯片集成度的进步和与其他功用电路的体系集成。
本文对LDO稳压器的频率安稳问题，和现有的频率补偿规划技能进行了理论剖析。在此基础上，提出了一种新式的频率补偿办法，并给出了电路完结途径。经过一个选用TSMC0.18 μm混合信号半导体工艺，最大输出电流为100 mA的LDO稳压器规划，对该办法做出了进一步的阐明。最终，结合LDO稳压器的HSpice仿真成果，对本文提出的频率补偿办法的效果进行了评论。
2 LDO稳压器频率补偿
LDO稳压器的典型结构，如图1所示。图1中，Vref为具有杰出温度特性的电压参阅信号，Vin为不安稳的输入电压信号，Vo为输出电压信号。LDO稳压器运用由压差扩大器、电压缓冲器、电压调整管Mpass和反应网络构成的负反应环路，保持Vo安稳。
当环路对必定频率的信号的相移到达-180°时，负反应成为了正反应，假如环路增益T仍大于单位增益，环路将发生自激振动，失掉安稳Vo的效果，故需求频率补偿规划，来确保在相移到达-180°之前，T已衰减到单位增益以下。在单位环路增益频率fu处，环路相移与180°的和，被称为相位裕度θ。在θ与闭环增益Ac1间存在以下联系：
由式(1)能够看到，若相位裕度小于60°，则∣Ad∣大于1/β，即发生过冲。过冲会导致LDO稳压器的阶跃呼应出现欠阻尼振动(振铃)。因此相位裕度不只是调查频率安稳性的重要参数，并且对瞬态呼应也有很大影响。
图1中存在两个低频极点，别离为坐落电压缓冲器输出端的极点P1，和LDO稳压器输出端的极点P2。P1与P2的值由电压缓冲器的输出等效电阻Ro1，Mpass的栅、源极电容Cgs，LDO稳压器输出端的等效电阻Ro2和外接电容Co决议：
为确保LDO稳压器的频率安稳性和满足的相位裕度，P1与P2的距离(P1／P2)应满足大。但由式(3)，P2跟着LDO稳压器的输出电流的增大，逐步向高频移动，使P1和P2的距离缩小，形成频率安稳性变差。
传统LDO稳压器的频率补偿办法，如图1所示，运用了输出端电容Co及其等效串联电阻Resr，发生一个左半平面(LHP)零点Z1：
若Resr的取值使Z1与P1满足挨近，并彼此抵消，则在LDO稳压器的通带内只要一个极点P2，环路相移不会超越-180°。可是，Resr会添加Vo在瞬态进程中的改变起伏，下降对Vin中噪声的按捺，且对Resr取值的要求，约束了Co可选择的类型，增大了运用难度和体系本钱。此外，Resr的值还遭到环境温度、电压和频率的影响，所以频率安稳性不能得到牢靠的确保。
因为以上原因，当时的LDO稳压器，多选用内部频率补偿。一类内部频率补偿技能学习了传统LDO稳压器的零、极点抵消办法，并运用前馈技能，或芯片内部的RC网络和电压操控电流源，发生所需的零点。可是，要做到芯片内发生的零点与相应极点的彻底匹配，是十分困难的。而未能彼此抵消的零点和极点，会成为LDO稳压器通带内的零、极点对(doublet)，形成Vo树立时刻的添加。另一类广泛运用的内部频率补偿为米勒频率补偿。米勒补偿具有极点别离的特性，即经过跨接在Mpass栅极和漏极的米勒电容Cm，将P1面向低频，P2面向高频。米勒补偿后，P1与P2由式(2)、式(3)变为：
其间，gm为Mpass的跨导。
由式(5)，欲使P1远小于P2，则Cm会很大，电路内部对其充放电的进程形成Vo的压摆时刻tsr变长。因Co很大，由式(6)，P2处于低频，约束了增益带宽GBW。米勒补偿对tsr和GBW的影响，直接增大了LDO稳压器的环路延时td(参看式(7))。尽管经过嵌套的米勒频率补偿办法或电容倍增电路，能够减小Cm，但未能铲除Cm对LDO稳压器芯片的集成度的影响。
针对以上问题，下节将给出一种能够确保LDO稳压器的高速，且无需芯片上频率补偿电容的新式频率补偿办法。
3 极点跟从频率补偿
LDO稳压器空载时，由式(3)，P2为0 Hz(实际上，此刻
，λ和IDMpass为Mpass的沟道调制系数和漏极电流)，P1只需大于0 Hz，P1与P2的距离(P1／P2)就足以确保频率安稳性。跟着输出电流的增大，P2向高频移动，假如P1能够跟从P2的改变，则P1与P2的距离得到保持。极点跟从的频率补偿，便是当输出电流改变时，经过使P1跟从P2的改变，取得频率安稳性的办法。
一种使P1跟从P2改变的电路完结，可运用共集电极和共漏极电压缓冲器的输出电阻，别离与偏置电流和偏置电流的开方成反比的规则，依据输出电流来动态地调整电压缓冲器的偏置电流，使P1也受输出电流操控。
一个选用了极点跟从频率补偿的LDO稳压器，如图2所示。其间，完结频率补偿的动态偏置电压缓冲器，包含了由MOS晶体管MP3，MN4和运算扩大器OPA组成的输出电流监测电路，由MN1～MN3和MP1～MP2组成的电流镜电路，以及由电流源IB2，IB3和双极晶体管Q3～Q6组成的电压缓冲器。
输出电流监测电路中的MP3与LDO稳压器的电压调整管Mpass的源、栅极驱动电压持平，且因为运放OPA输入端“虚短”特性，MP3的漏极(OPA正向输入端)电压等于Mpass的漏极(OPA负向输入端)电压，故有：
对照式(3)与式(13)，能够看到，P1／P2独立于Io，故图2中的LDO稳压器取得了在整个负载改变规模内的频率安稳性。
4 仿真成果与评论
选用TSMC 0.18 μm混合信号Spice模型，和高精度仿真东西HSpice，对图2中的LDO稳压器进行了规划与仿真验证。在Co=1 μF，Io=100 mA的条件下，环路增益T的幅频与相频呼应的仿真成果如图3所示，在单位环增益频率内，幅频特性与单极点体系相同，以-20 dB／dec的速度衰减，相位裕度大于80°。
图4为输出电流Io在20 ns内由0跳变为100 mA时，LDO稳压器输出电压Vo的瞬态呼应。由图4能够看到，Vo从空载到满载的转化时刻约为0.5μs。如此杰出的瞬态呼应是因为极点跟从频率补偿具有以下长处：极点P1对P2的跟从，减小了P1的附加相移，添加了相位裕度，则由式(1)，有利于减小过冲导致的输出电压振铃现象；无需引进零点，因此防止了零、极点对形成的输出电压安稳时刻的添加；对带宽没有约束，且无需米勒频率补偿%&&&&&%，则由式(7)，有利于减小环路延时。此外，电压缓冲器中的甲乙类推拉结构和动态电流，对进步呼应速度也有很大协助。
最终需求阐明的是，对输出电压Vo进行的直流扫描成果表明，Vo在整个输出电流规模内的改变较大，约为4 %。经剖析，主要由以下要素形成：图2中的宽带压差扩大器的非对称结构引进了较大的输入失调电压；双极器材的基极电流，以及NPN型器材与PNP型器材参数(扩大倍数等)的差异引进的差错。经过改用对称结构的低失调压差扩大器，并将双极器材替换为MOS器材，可进步LDO稳压器的精度。可是因为低失调压差扩大器引进的低频极点，以及MOS器材的低跨导形成的P1的频率下降，会减小相位裕度，所以应防止在压差扩大器中选用电流镜(引进镜极点)或共源共栅(添加节点电阻)等结构，并恰当进步电压缓冲器中器材的尺度和偏置电流。
5 结语
本文提出的极点跟从的频率补偿办法，供给了LDO稳压器杰出的频率安稳性和瞬态呼应，且无需芯片上频率补偿电路，因此不只适用于高负载改变呼应速度的单芯片LDO稳压器，在集成电源办理和片上体系（SOC）方面，也有较好的使用远景。
