导言
超低失真和噪声的高性能、全差分运算扩大器是支撑 高速、高性能模/数转化器(ADC)完成高分辨率和较低总谐 波失真(THD)的要害所在。运算扩大器，咱们在本文中简称 为驱动器，在ADC的前端履行各种操作。驱动器处理缓冲 和幅值扩大，将单端输入转化为差分输出并连接到ADC的 差分输入，经过其VOCM引脚上的电压设置调理ADC的共模 输入信号以及对信号进行滤波。
本文评论怎么有用维护ADC，不被运算扩大器驱动器 引起的输入过压危害。新MAX44205为180MHz、低噪声、低 失真、全差分ADC驱动器，内置箝位功用，使驱动器输出 摆幅在ADC的规则电源规模内。硬箝位电路维护ADC不受 其输入上过压的危害；驱动器和ADC之间无需附加外部分 立式元件，即可完成箝位维护。与传统的维护二极管办法相 比，该规划既节约空间又节约本钱。
1 ADC输入过压维护的重要性
高性能ADC的价格较高，体系规划者有必要挑选能够保 护ADC不受过压危害的驱动器。当今的18位/20位ADC运用 不超越3.3V的基准电压/电源电压，但ADC驱动器一般运用±5V双电源乃至更高电压。驱动器VSS引脚的负电压用于支 持整个ADC满摆幅输入信号摇摆。其中有一个问题：依据 驱动器输入信号的不同，其输出会超越ADC的输入电源。假如咱们不将驱动器输出电压箝位到ADC电源电压规模之内，会永久损坏ADC。
市场上的大多数ADC的两个电压轨的输入上都有ESD维护二极管，但这些二极管不能处理大于20mA至50mA的电 流，继续时间超越几秒即会永久损坏。乃至内部ESD二极管 上较长继续时间的漏电流也会损坏二极管和ADC。大多数规划者在驱动器输出上运用齐纳二极管或肖特基 二极管，约束ADC的输入信号摇摆。这种箝位计划中，需求 四个分立式二极管和限流电阻。有一种代替计划。MAX44205 为180MHz、低噪声、低失真、全差分运算扩大器驱动器，内 置箝位电路，将其输出摆幅约束在ADC电源规模之内。然后 能够维护ADC不受输入过压的危害。该驱动器的箝位功用省 去了四个附加分立式元件，节约PCB空间和本钱。
2 用分立式元件完成箝位
规划者运用肖特基 二极管箝位ADC的输入 电压。 这是一种不错的 办法， 由于依据经过的 电流不同， 这些二极管 的最小正向压降为大约
0.25V至0.4V。运用肖特 基二极管有别的三项重 要长处：1.) 反向漏流非 常 小 ； 2 . ) 寄 生 电 容 较 小；3.) 反向恢复时间十分快。 在肖特基二极管
图1 运用肖特基二极管完成根本电压箝位的原理图
图2 运用四个外部肖特基二极管的箝位驱动器输出，维护ADC不受驱动器输出过压的危害
的三项长处中，低反向漏流和较小的寄生电容关于高精度ADC 运用十分要害。假如二极管开端箝位和退出箝位的速度十分关 键，那么第三项长处，快速反向恢复时间，就十分有用。
虽然肖特基二极管的寄生电容较小，但规划者有必要选 择反向电压改变时电容改变最小的二极管。这种非线性效应 关于谐波失真十分重要的运用很要害。当箝位要求不太高时，也运用齐纳二极管进行电压箝 位。虽然能够运用，但齐纳二极管的反向漏电流较高，构成 其对ADC运用的功率较低。
图1所示为运用肖特基二极管将ADC输入箝位到预订电 压的根本办法。
图1中运用两个BAT42 Vishay ®肖特基二极管。ADC驱动 器输出超越ADC的正电源时，每路输出至正电源电压上的 两个肖特基二极管开端导通；二极管将这两个节点的电压维 持在3.3V加二极管正向压降。留意，依据二极管额定功率不 同，肖特基二极管的正向压降有所改变。所以，挑选正向压
降目标较低的肖特基二极管，其正向接连电流目标要与运用相匹配。
四个电阻中，RLIMIT约束经过肖特基二 极管以及稳压器供给的3.3V电源轨的电流， RSERIES维护ADC的内部ESD维护二极管。设 计者有必要调整这些电阻的巨细，使电流坚持 在满意详细运用的合理水平。
RLIMIT电阻也有助于减小流入到稳压器 即3.3V电源轨的电流。假如不约束该电流，稳 压器的输出电压会增大并损坏运用电路板上 相同稳压器输出的其它%&&&&&%。假如您承认ADC 驱动器不会输出超越约100mA电流，有一种 代替办法。串联电阻不运用限流电阻。驱动 器和ADC之间的RC抗混叠滤波器将约束经过 外部肖特基二极管的电流，使其到达10mA左 右的合理水平。
所以相同，RLIMIT电阻有助于约束流 入3.3V电源轨的电流。此外，与肖特基二极 管电容一同，构成低通滤波器，将下降电路 带宽呼应。关于需求较高带宽的ADC运用，这是一个问题，不利于ADC操作。
3 维护电路示例
外部肖特基二极管硬箝位
现在，咱们介绍运用四个肖特基二极管的电路(图2)， 维护ADC免受驱动器输出过压的危害。高性能16位至20位 ADC需求低噪声、低失真驱动器，以确保输入信号的质量 以及ADC的整体转化精度。本例中，一对7.5Ω电阻和一个
1nF%&&&&&%组成抗混叠滤波器，供给21.22 MHz切断频率。为简 洁起见，咱们不评论怎么确认低通滤波器元件的巨细，本文 仅限于介绍ADC的过压维护。
图2所示为MAX44206运算扩大器，装备为增益等于1V/ V的差分扩大器装备，±5V双电源，VOCM = 1.65V。每路输 出经过直流电平转化至1.65V，也便是ADC的中心电压，以 充分运用ADC从0V至3.3V的完好转化规模。±5V双电源使 驱动器供给在0V至3.3V整个转化规模内摇摆的输出电压。驱 动器输入上运用的输入信号一般幅值持平，相差180°，以 完成最大的差分输出信号摆幅。现在，每路输出直流电平转 换至1.65V，每路输出的幅值持平，根据输入信号摆幅，分 别相差180°。
图5 本电路中，不运用外部肖特基二极管或分立式元件对驱动器输出进行箝位
在咱们的试验中，进行了两项测验：
1.每路输出上的电压摆幅设置为3.3VP-P，运用1.65VDC
偏置电压每路输入为3.3VP-P，相差180°，两路输入上的实践 差分输入电压(VINDIFF)为6.6VP-P。由于增益为1V/V，所 以每路输出也为3.3VP-P，相差180°，输出上的差分电压为6.6VP-P (图3)。
从图3的示波器曲线中能够看出，由于每路输出的最大 和最小电压分别为3.3V和0V，没有发动箝位，如VOUT曲线 所示。这是能够了解的，二极管没有导通来维护ADC。
2. 每路输出上的电压摆幅设置为5VP-P，运用1.65VDC
偏置电压每路输入为5VP-P ，相差180°(图4)。两个输入上的实 际差分输入电压(VINDIFF)为10VP-P。由于增益为1V/V，每 路输出则应为5VP-P，相差180°；输出上的差分电压应为10VP-P。每路输出在1.65VDC偏压下的5VP-P意味着输出摆 幅为4.15V至-0.85V。实践上，只需每路输出超越3.3V加二极管正向压降，二极管即翻开，开端导通，将驱动器输出电压箝位到3.92V。类似地，二极管也将驱动器输出箝
位到-0.8V。
在图2的装备中，肖特基二极管导通的硬箝位 状况期间，耗费的电源电流大约为15mA。大多数 ADC的输入电压肯定最大额定值高于上轨0.3V以 及低于下轨- 0.3V。
无外部分立式二极管硬箝位
现在，咱们介绍不运用外部二极管的驱动器 输出过压维护电路(图5)。该计划不只节约PCB空 间，也节约肖特基二极管的本钱。图5所示的电路 与图2相同，但缺少了四个二极管。
图5中的MAX44205运算扩大器有两个输出箝位引脚， VCLPH和VCLPL，可用于将输出电压约束到预设电压。将 ADC电源轨连接到这些箝位引脚时，驱动器输出被箝位到 ADC电源轨规模之内，与驱动器的输入电压摆幅无关。
相同，咱们进行了两项测验：
1. 每路输出上的电压摆幅设置为3.3VP-P，运用1.65VDC
偏置电压
相同，每路输入为3.3VP-P ，相差180°(图6)。由于增 益为1V/V，每路输出也为3.3VP-P，相差180°。在示波器曲 线中(图6)，驱动器每路输出的摆幅为3.3V至0V，与ADC电压轨严厉相同，所以至此没有进行箝位。
2.每路输出上的电压摆幅设置为5VP-P，运用1.65VDC
偏置电压
每路输入为5VP-P，相差180°；两路输入上的实践差 分输入电压(VINDIFF)为10VP-P，如图7所示。由于增益为
1V/V，每路输出也应为5VP-P，相差180°。相同，每路输 出在1.65VD C偏压下的5VP-P意味着输出摆幅理论上应为
4.15V至-0.85V。MAX44205运算扩大器对输出进行箝位，将 其正向摇摆约束到3.72V，负向摇摆约束到-0.4V，如VOUT+ 踪影所示(图7)。
MAX44205运算扩大器具有专利箝位办法，硬箝位状况 下经过VCLPL的耗流只要92µA。与图4所示分立式规划的毫 安级电流继续10s比较，这毫不逊色。MAX44205在箝位期间 的输出电压限值为VCLPH + 0.34和VCLPL – 0.42。不主张严 格箝位到ADC的电源轨，由于驱动器输出需求无失真摇摆 到ADC的电源轨。假如将驱动器输出严厉箝位到VCLPH和 VCLPL，箝位电路需求在输出等于ADC电源时翻开，这将造 成失真。
