1、 功率放大器回忆效应发生原因及影响
功率放大器非线性特性发生的失真重量不稳定，例如三阶或五阶交调的崎岖、相位会随输入信号崎岖和带宽的改动而改动。这种失真重量依赖于输入信号崎岖、带宽的现象一般称之为功率放大器的回忆效应。
细微的回忆效应自身对功率放大器的线性度并无严重影响。即在双音频测验中，跟着音频距离的添加，假如放大器三阶交调重量的相位旋转不超越10o，且崎岖崎岖不大于0.5dB，此刻功放的回忆效应不会明显影响附近信道功率比，能够不予考虑。但是，当功率放大器的上下边带的ACPR（an adjacent channel power ratio，相邻信道功率比）呈现较大不对称现象时，即便三阶、五阶交调重量的相位和崎岖失真很小，也不能疏忽回忆效应对放大器的影响。
2 、削弱功放回忆效应的根本思路
功放回忆效应使射频预失真线性化功率放大器的效果有很大退化，为增强射频预失真线性化功率放大器的稳定性和可靠性，需对所规划的功率放大器进行削弱回忆效应的相关处理。
下降回忆效应的根本主意是：经过附加电路滤除由包络和二次谐波操控的三阶交调重量。最简洁的办法是在四分之一波长传输线后边的偏置线上，添加辅佐电路使包络信号和二次谐波短路，但因为传输线的离散效果，使得这种办法难以完成宽带短路。因而，短路电路网络应当直接加在紧靠栅极和漏极的当地，而不用经过四分之一波长传输线才短路。短路网络可运用LC串联电路完成。
3、 选用附加电路法削弱功放回忆效应剖析
运用附加电路滤除由包络和二次谐波操控的三阶交调重量，对减小功率放大器的回忆效应是有用的，现剖析如下：
假定信号的中心频率为f_{0}、带宽为f_{U}-f_{L}，并带有二次谐波和包络重量。它的频谱如图1所示。
信号的中心频率可表示为
f_{0}=\frac{f_{U}+f_{L}}{2}≈\sqrt{f_{U}f_{L}} （1）
晶体管的一种抱负输出端口匹配电路拓扑如图2。
输入端口的匹配电路拓扑相同选用上面的结构。图中包括滤除二次谐波和包络的LC谐振回路和基波的最优匹配电路。为了使滤除二次谐波的LC谐振回路对二次谐波2f_{U}和2f_{L}具有相同的阻抗，则L2与C2组成的谐振回路须在频率2\sqrt{ω_{U}ω_{L}}处振动，即
L_{2}C_{2}=1/（4ω_{U}ω_{L}）≈1/（2ω_{0}）^{2} （2）
假定滤除包络的LC谐振回路和基波匹配电路的阻抗在二次谐波频率处十分大，则输出负载阻抗Z_{L}，_{ext}（2f_{U}）和 Z_{L}，_{ext}（2f_{L}）是共轭的，它们的模为
∣Z_{L，ext}（2f_{U}）∣=∣Z_{L，ext}（2f_{L}）∣=4πL_{2}（f_{U}-f_{L}） （3）
明显，Z_{L，ext}（2f_{U}）和Z_{L，ext}（2f_{L}）与电感L2和信号带宽有关。
为了将包络信号短路，须运用一个大电容Cg。相同地，假定滤除二次谐波的LC回路和基波匹配电路在信号带宽频率处的阻抗十分大，则Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）的模可表示为
∣Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2πL_{e}（f_{U}-f_{L}） （4）
若电感L2与Le的值相同，那么阻抗Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）将是Z_{L，ext}（2f_{U}）的二分之一。最终，需求匹配的优化基波阻抗为
jX_{opt}（ω）=［jωL_{2}+1/（jωC_{2}）］// jωL_{e}// jωC_{ds} （5）
其间ω_{L}≤ω≤ω_{U}，假如滤除二次谐波和包络的LC谐振回路在基波频率处的阻抗十分小，则在实践中难以将这个优化基波阻抗匹配到实践的负载阻抗，故匹配的难度将约束L2、Le和C2的取值。依据要求，能够得到滤除二次谐波和包络的LC谐振回路的最小阻抗值。因而，在规划短路网络的时分，应留意使滤除二次谐波和包络的LC谐振回路在基波频率处的阻抗要大于这个最小值。
4、 某军用集群体系基站下降功放回忆效应的完成
军用集群体系所用的频率规模一般为400~420MHz，其基站的功率放大器一般运用封装后的晶体管，故实践中不得不考虑封装引脚的电感效应。当和外部匹配电路合作运用时，封装引脚的寄生电感具有改进晶体管的稳定性、添加有用带宽的长处。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET为例，这种晶体管由两个90W的功率单元构成，能到达180W的功率峰值。封装后单个功率单元的等效电路如图3所示。
在包络这种低频下，小电容的阻抗十分大，并联结构中可疏忽不计。则针对包络重量的阻抗和频率ω、Lg1、Lg2和Ld2有联系，并可求出阻抗Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）和Z_{l，ext}（f_{U}-f_{L}）的表达式：
∣Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2π（L_{g1}+L_{g2}+L_{e}）（f_{U}-f_{L}） （6）
∣Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2π（L_{d2}+L_{e}）（f_{U}-f_{L}） （7）
另一方面，关于二次谐波重量，栅极和漏极外相应的阻抗Z‘_{S，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）和Z’_{L，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）的表达式为，
Z‘_{S，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）=-﹛1/jωC_{pad}/2）//［jωL_{g2}+ （jωL_{g1}//1/jωC_{g，mos}）］﹜（8）
Z’_{L，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）=？［1/（jωC_{pad}/2）//jωL_{d2} （9）
等式（8）、（9）很容易用包括串联LC谐振回路的匹配电路完成，这是因为二次谐波重量的相对带宽要比包络重量的相对带宽窄得多，故滤除包络重量比滤除二次谐波重量的难度更大。因而，包络重量对回忆效应的效果要比二次谐波重量更大。在实践使用中，因为包络重量对功率放大器的回忆效应起首要效果，故一般只对滤除包络重量的辅佐电路进行优化，高频下可用某些寄生参数较强的大电容（如钽电容）来替代滤除包络重量的串联LeCe谐振回路。
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