概观
自从传送出第一笔无线电波之后，工程师就继续创造新办法，以最佳化电磁微波信号。RF 信号已广泛用於多种运用，其间又以无线通讯与 RADAR 的 2 项特别运用正运用此常见技能。就实质而言，此 2 项运用的独到之处，便是运用电磁波的空间维度 (Spatial dimension)。直到今日，许多无线通讯体系整合了多重输入/输出 (MIMO) 天线架构，以运用多重途径的信号传达 (Propagation) 功用。此外，现在有多款 RADAR 体系均运用电磁波束操控 (Beam steering)，以替代传统的机械操控传输信号。这些运用均属於多通道相位同调 (Phase coherent) RF 量测体系的首要跋涉动力之一。
就实质而言，此 2 项运用的独到之处，便是运用电磁波的空间维度 (Spatial dimension)。直到今日，许多无线通讯体系整合了多重输入/输出 (MIMO) 天线架构，以运用多重途径的信号传达 (Propagation) 功用。此外，现在有多款 RADAR 体系均运用电磁波束操控 (Beam steering)，以替代传统的机械操控传输信号。这些运用均属於多通道相位同调 (Phase coherent) RF 量测体系的首要跋涉动力之一。
介绍
The modular architectures of PXI RF 仪器 (如 NI PXIe-5663 6.6 GHz RF 向量信号剖析器与 NI PXIe-5673 6.6 GHz RF 向量信号a生器) 的调变架构，使其可进行 MIMO 与波束赋形 (Beamforming) 运用所需的相位同调 (Phase coherent) RF 量测作业。图 1 表明常见的量测体系， 1 组 PXI-1075 – 18 槽式机箱中设备 4 组同步化 RF 剖析器，与 2 组同步化 RF 信号a生器。
图 1. 常见的 PXI 相位同调 RF 量测体系
此篇技能文件将阐明设定相位同调 RF a生或X取体系时，其所需的技能。此外，亦将针对多组 RF 剖析器之间的相位推迟，逐渐出现校首饕担以达最佳效能。
相位同调 RF 信号a生
若要设定任何相位同调 RF 体系，则有必要同步化设备的所有时脉信号。透过 NI PXIe-5673 – 6.6 RF 向量信号a生器，即可直接进行升转化 (Upconversion)，以将基频 (Baseband) 波形编译 RF 信号。图 2 即阐明双通道 RF 向量信号a生器的根本架构。请留意，在 2 个通道之间有必要共用 2 组基频取样时脉与部分震U器。
图 2. 同步化 2 个 RF a生通道
在图 2 中可发现 NI PXIe-5673 共包括 3 个模组，别离椋PXI-5652 接连波合成器 (Synthesizer)、PXIe-5450 恣意波形a生器，与 PXIe-5611 – RF 调变器。由於这些模组可合阕榈ネǖ赖 RF 向量信号a生器，因而亦可整合其他恣意波形a生器 (AWG) 与 RF 升转化器 (Upconverter)，用於多通道的信号a生运用。在图 2 中，共有 1 组标实 PXIe-5673 (由 3 个模组所构成) 整合 1 组 NI PXIe-5673 MIMO 扩大组合。而扩大组合共包容了 1 组 AWG 与调变器，可建构第二个信号a生通道。
相位同调 RF 信号X取
除了 PXIe-5673 – RF 向量信号a生器之外，PXIe-5663 – RF 向量信号剖析器亦可设定用於多通道运用。当设定多组 PXIe-5663 进行相位同调 RF 信号X取作业时，亦有必要留意相似事项，以的确进行 LO 与基频/中频 (IF) 信号的同步化。PXIe-5663 可运用信号阶段 (Signal stage) 并降转化 IF，亦可进行数位升转化榛频。与传统的 3 阶段式超外差 (Superheterodyne) 向量信号剖析器不同，此架构仅需於各个通道之间同步化单一部分震U器 (Local oscillator，LO)，因而樯瓒ㄏ辔煌调运用最简略的办法之一。若要同步化多组 PXI-5663 剖析器，则有必要於各组剖析器之间分配共用的 IF 取样时脉与 LO，以保证各个通道均是以相位同调的办法进行设定。图 3 则樗通道体系的典范。
图 3. 同步化双通道的 VSA 体系
在图 3 中可看到 PXIe-5663 – RF 向量信号剖析器是由 PXI-5652 接连波合成器、PXIe-5601 – RF 降转化器，与 PXIe-5622 – IF 示波器所构成。当向量信号剖析器整合 PXIe-5663 MIMO 扩大组合时，随即新增了降转化器与示波器，以建构双通道的 RF X取体系。
若要了解多组 RF 向量信号剖析器的同步化办法，则有必要先行深化了解 PXIe-5663 – RF 信号剖析器的具体程式图。在图 4 中可看到，即使仅运用单一 LO 将 RF 降转化 IF，则各组剖析器实践亦有必要共用 3 组时脉。
图 4. PXIe-5663 – RF 向量信号剖析器的具体程式图
如图 4 所示，各个 RF 通道之间有必要共用 LO、ADC 取样时脉、数位降转化器 (DDC)，与数值操控震U器 (Numerically controlled oscillator，NCO)。如图 4 所见，即使各组示波器之间共用 10 MHz 时脉，其实亦极樽愎弧５备髯槭静ㄆ髦间仅共用 10 MHz 参阅时，即可a生非相关的通道对通道相位抖动 (Phase jitter);而於 IF a生的相位杂讯强度，亦将由 RF 的 LO 相位杂讯所掩盖。
数位降转化的特性
在了解相位同调 RF X取体系的准确校史绞街前，有必要先了解应怎么於基频调查 RF 的信号特性。此处以相同中心频率，且以送 (Loopback) 形式设定的 VSG 与VSA 槔。如图 5 所示，具有准确剖析器中心频率的降转化 RF 信号，将依基频出现 DC 信号。此外，由於基频信号属於杂乱波形，因而亦可将信号的相位 (Θ) 剖析而槭奔浜式。在图 5 中可发现，只需 RF 向量信号a生器与剖析器互橥相 (In-phase)，则「Phase vs. time」波形将出现安稳的相位偏移 (Phase offset)。
图 5. 了解基频信号频率偏移所形成的影响
相对来说，只需 RF 腔调 (Tone) 与剖析器的中心频率a生小幅差错，随即可形成极大的差异。当降转化榛频时，偏音 (Offset tone) 所a生的基频 I (亦 Q) 信号即属於正弦波。此外，基频正弦波的频率即等於「输入腔调与剖析器中心频率之间的频率差异」。因而如图 6 所示，「Phase versus time」图将出现线性关S。
图 6. 未校氏低持械 10 MHz 腔调「Phase vs. Time」关S图
从图 6 可发现，相位於每个微秒 (Microsecond) 可提高将近 360 – 亦即所a生的腔调与剖析器的中心频率，可的确 1 MHz 偏移。图 6 中亦可发现，2 组同步取样示波器之间坚持著极小却安稳的相位差 (Phase difference)。此离散相位差是原因於 LO 供电至各组降转化器之间的衔接线长度差异。如接下来所将看到的，只需针对其间 1 个 RF 通道调整 DDC 的开端相位 (Start phase)，即可轻进行校省
如图 7 所示，要量测 2 组剖析器之间相位偏移的准确办法之一，便是以 2 组剖析器的中心频率a生单一腔调。
图 7. 双通道 RF 剖析器相位的校什馐陨瓒
透过分配器 (Splitter) 与对应的衔接线长度，即可量测各组剖析器的「Phase versus time」。假定信号a生器与剖析器均会集橄嗤的 RF 频率，则可发现各组剖析器的「Phase versus time」图甚橐恢隆Ｍ 8 即出现此状况。
图 8. 各组同步取样的 ADC 均将具有相同的相位偏移
从图 8 可显着发现，共用相同 LO 与 IF 取样时脉的 2 组剖析器，将保持安稳的相位偏移。事实上，各组剖析器之间的相位差 (图 8 中的 Θ = 71.2°) 均可进行量测并补偿之。若要补偿各组剖析器之间的相位差，则仅需於 DDC 中调整 NCO 的开端相位。若 NCO 所运用的 IF 中心频率，即用於a生最终基频 I 与 Q 信号，则此 NCO 实质即槭位正弦波。在图 8 中可发现，以菊链 (Daisy-chained) 办法衔接的 RF 剖析器，可透过特定中心频率a生 71.2° 的载波相位差。在整合了第二组 LO 的衔接线长度，与其所运用的中心频率之后，即可决议切当的相位偏移。若将 71.2° 相位推迟 (Phase delay) 套用至首要 DDC 的 NCO 上，则可轻调整 2 个通道的基频信号相位;如图 9 所示。
图 9. 校使后的相位同调 RF X取通道「Phase vs. Time」
一旦校矢髯榉治銎鞯 NCO 结束，则 RF 剖析器体系即可进行 2 个通道以上的相位同调 RF X取作业。事实上，多通道运用可同步化最多 4 组 PXIe-5663 – RF 向量信号剖析器。
